其實電源完整性可做的事情有很多，今天就來了解了解吧。

信號完整性與電源完整性分析

信號完整性(SI)和電源完整性(PI)是兩種不同但領(lǐng)域相關(guān)的分析，涉及數(shù)字電路正確操作。

在信號完整性中，重點是確保傳輸?shù)?在接收器中看起來就像 1(對0同樣如此)。在電源完整性中，重點是確保為驅(qū)動器和接收器提供足夠的電流以發(fā)送和接收1和0。

因此，電源完整性可能會被認(rèn)為是信號完整性的一個組成部分。實際上，它們都是關(guān)于數(shù)字電路正確模擬操作的分析。

分析的必要性

如果計算資源是無限的，這些不同類型的分析可能不存在。整個電路將會被分析一次，而電路某一部分中的問題將會被識別并消除。

但除了受實際上可仿真哪些事物的現(xiàn)實束縛之外，具有不同領(lǐng)域分析的優(yōu)點在于，可成組解決特定問題，而無需歸類為“可能出錯的任何事物”。

在信號完整性中，例如，重點是從發(fā)射器到接收器的鏈路。可僅為發(fā)射器和接收器以及中間的一切事物創(chuàng)建模型。這使得仿真信號完整性變得相當(dāng)簡單。

另一方面，要仿真電源完整性可能有點困難，因為“邊界”有點不太明確，且實際上對信號完整性領(lǐng)域中的項目具有一定的依賴性。

在信號完整性中，目標(biāo)是消除關(guān)于信號質(zhì)量、串?dāng)_和定時的問題。所有這些類型的分析都需要相同類型的模型。

它們包括驅(qū)動器和接收器、芯片封裝及電路板互連(由走線及過孔、分立器件和/或連接器組成)的模型。驅(qū)動器和接收器模型包括關(guān)于緩沖器阻抗、翻轉(zhuǎn)率和電壓擺幅的信息。

通常，IBIS 或 SPICE 模型用作緩沖器模型。這些模型與互連模型結(jié)合使用來運行仿真，從而確定接收器中的信號情況。

互連將主要包括行為類似于傳輸線的電路板走線。此類傳輸線具有阻抗、延遲和損耗特性。它們的特性決定了所連接的驅(qū)動器和接收器與彼此進(jìn)行交互的方式。

互連的電磁特性必須使用某種類型的場求解器進(jìn)行求解，該場求解器通過可與信號完整性仿真器結(jié)合使用的電路元件或 S 參數(shù)模型來描述其特征。大多數(shù)走線均可建模為一個均勻的二維橫截面。該橫截面足以計算走線的阻抗特性。

阻抗將會影響信號線上接收器中的波形形狀。最基本的信號完整性分析包括設(shè)置電路板疊層(包括適當(dāng)?shù)慕殡妼雍穸?，以及查找正確的走線寬度，以實現(xiàn)一定的走線目標(biāo)阻抗。

與過孔相比，對走線進(jìn)行建模會相對比較容易。當(dāng)對較快的信號進(jìn)行信號完整性分析時，適當(dāng)?shù)倪^孔建模就變得非常重要。通常，千兆位信號需要通過三維場求解器對模型特征進(jìn)行適當(dāng)?shù)孛枋觥?/p>

幸運的是，這些信號往往是不同的，這使它們的影響相對局部化。穿過過孔的快速、單端信號與配電網(wǎng)絡(luò)(PDN)進(jìn)行強(qiáng)有力地交互。從這些過孔返回的電流穿過附近的縫合孔、縫合電容器和/或平面對(組成PDN且需要建模以進(jìn)行電源完整性分析的相同元器件)。

圖1：在走線橫截面、信號過孔和 PDN 上的能量傳播。

在電源完整性分析中，較高頻率的能量分布在整個傳輸平面上。這立即使此分析比基本信號完整性更復(fù)雜，因為能量將沿x和y方向移動，而不是僅沿傳輸線一個方向移動。

在直流中，建模需要計算走線的串聯(lián)電阻、平面形狀和過孔相對較為簡單。但是對于高頻率，分析PDN的不同位置上電源與地面之間的阻抗需要復(fù)雜的計算。

阻抗將根據(jù)電路板的位置(電容器的放置位置、安裝方式、類型及電容值)而異。高頻行為(如安裝電感和平面擴(kuò)散電感)需要包括在建模中，以便生成準(zhǔn)確的去耦分析結(jié)果。

存在簡單版本的去耦分析(通常稱為集總分析)，在此分析中，會將PDN視為一個節(jié)點來計算其阻抗。這通常是可一次性成功的有效而快速的初步分析，可確保有足夠的電容器且它們具有正確的值。

然后，運行分布式去耦分析可確保在電路板的不同位置滿足PDN的所有阻抗需求。

信號完整性仿真

信號完整性仿真重點分析有關(guān)高速信號的3個主要問題：信號質(zhì)量、串?dāng)_和時序。對于信號質(zhì)量，目標(biāo)是獲取具有明確的邊緣，且沒有過度過沖和下沖的信號。

通常，可以通過添加某種類型的端接以使驅(qū)動器的阻抗與傳輸線的阻抗相匹配來解決這些問題。

對于多點分支總線，并非總能匹配阻抗，因此，需要將端接和拓?fù)涞拈L度變化相結(jié)合來控制反射，使得它們不會對信號質(zhì)量和時序產(chǎn)生不利影響。

圖2：使用信號完整性分析和設(shè)計空間探索消除信號質(zhì)量和串?dāng)_問題。

可以運行這些相同的仿真，以確定信號經(jīng)過電路板時的傳輸時間。電路板時序是系統(tǒng)時序的一個重要組成部分，并受線路長度、其在經(jīng)過電路板時的傳播速度以及接收器中波形形狀的影響。

由于波形的形狀確定了接收的信號穿越邏輯閾值的時間，因此，它對于時序來說是非常重要的。這些仿真通常會驅(qū)動走線長度約束的變化。
通常運行的另一個信號完整性仿真是串?dāng)_。這涉及多條相互耦合的傳輸線。隨著走線擠進(jìn)密集的電路板設(shè)計，了解它們正在相互耦合多少能量對于消除因串?dāng)_產(chǎn)生的錯誤是非常重要的。

這些仿真將推動走線之間的最小間距要求。

電源完整性仿真

在電源完整性分析中，主要仿真類型有直流壓降分析、去耦分析和噪聲分析。直流壓降分析包括對PCB上復(fù)雜走線和平面形狀的分析，可用于確定由于銅的電阻將損失多少電壓。

此外，還可以使用直流壓降分析來確定高電流密度區(qū)域。實際上，可以使用熱仿真器對它們進(jìn)行協(xié)同仿真，以查看熱效應(yīng)。幸運的是，針對直流壓降問題的解決方案非常簡單：添加更多的金屬。

這些額外金屬可能會采用更寬和/或更厚的走線和平面形狀、額外平面或額外過孔。

圖3：顯示PI/熱協(xié)同仿真中“熱點”的電流密度和溫度圖

上面簡要討論的去耦分析旨在確定和最大限度減少電路板不同IC位置上電源與地面之間的阻抗。去耦分析通常會驅(qū)動PDN中所用電容器的值、類型和數(shù)量的變化。

因此，它需要包括寄生電感和電阻的電容器模型。它還會驅(qū)動電容器安裝方式的變化和/或電路板疊層的變化，以滿足低阻抗要求。

噪聲分析的類型可能會有所不同。它們可以包括圍繞電路板傳播的、來自IC電源管腳中的噪聲，可通過去耦電容器對其進(jìn)行控制。通過噪聲分析，可以調(diào)查噪聲如何從一個過孔耦合到另一個過孔，可以對同步開關(guān)噪聲進(jìn)行分析。

在許多情況下，這種噪聲是由信號切換(從1到0及從0到1)引起的，因此它與信號完整性密切相關(guān)。但在所有情況下，這些電源完整性分析的最終目標(biāo)是驅(qū)動PDN的變化：電源/地面平面對、走線、電容器和過孔。

表 1. 信號完整性和電源完整性之間的差異

PDN不僅充當(dāng)為IC提供電流的手段，還用作信號的返回電流路徑。信號完整性與電源完整性之間的大量交叉發(fā)生在過孔中。對于穿過過孔的單端信號來說，PDN充當(dāng)該信號的返回電流路徑

附近的過孔或電容器為返回電流提供路徑，以使其從一個平面移至下一個平面。

因此，PDN實際上決定了該單端過孔的阻抗和延遲特性，并且對于更快的單端信號(如DDR3和DDR4)的精確建模來說是至關(guān)重要的。

使用這一相同的SI/PI組合過孔模型，可以分析從一個過孔到下一個過孔的耦合，以及信號通過過孔到PDN的耦合。

同樣地，PDN對于最大限度減少可能由多個信號切換(通常稱為SSN)同時引起的噪聲來說是至關(guān)重要的。

如果在IC電源管腳中的PDN阻抗太高，當(dāng)所有驅(qū)動器同時切換時，它們的切換電流將產(chǎn)生電壓，而該電壓可在信號本身中觀察到。可通過利用去耦分析設(shè)計一個出色的低阻抗PDN來消除此問題。

全面仿真此問題以查看對信號的影響，要求能夠同時執(zhí)行信號完整性分析和電源完整性分析。

驅(qū)動器的SPICE模型傳統(tǒng)上用于執(zhí)行此類分析，但更新的IBIS模型也具有相應(yīng)的基礎(chǔ)架構(gòu)，以包括在查找信號完整性時的PDN影響。

信號完整性和電源完整性的分析對于成功的高速數(shù)字設(shè)計來說是至關(guān)重要的。它們?yōu)樾枰M(jìn)行哪些設(shè)計更改提供了有價值的見解。

此外，隨著建模方法和計算能力的改善，如果能夠同時仿真這兩種類型的完整性，則會清楚地了解電路的實際行為、設(shè)計中真正存在的利潤以及它們?nèi)绾螌崿F(xiàn)最佳可能性能。

電源完整性設(shè)計的幾點考慮因素 ? 01 電源系統(tǒng)噪聲余量分析

絕大多數(shù)芯片都會給出一個正常工作的電壓范圍，這個值通常是±5%。老式的穩(wěn)壓芯片的輸出電壓精度通常是±2.5%，因此電源噪聲的峰值幅度不應(yīng)超過±2.5%。精度是有條件的，包括負(fù)載情況，工作溫度等限制，因此要有余量。

02 電源噪聲余量計算

比如芯片正常工作電壓范圍為3.13V到3.47V之間，穩(wěn)壓芯片標(biāo)稱輸出3.3V。安裝到電路板上后，穩(wěn)壓芯片輸出3.36V。那么容許電壓變化范圍為3.47-3.36=0.11V=110mV。穩(wěn)壓芯片輸出精度±1%，即±3.363*1%=±33.6mV。電源噪聲余量為110-33.6=76.4mV。

03 電源噪聲是如何產(chǎn)生

第一，穩(wěn)壓電源芯片本身的輸出并不是恒定的，會有一定的波紋。

第二，穩(wěn)壓電源無法實時響應(yīng)負(fù)載對于電流需求的快速變化。穩(wěn)壓電源芯片通過感知其輸出電壓的變化，調(diào)整其輸出電流，從而把輸出電壓調(diào)整回額定輸出值。

第三，負(fù)載瞬態(tài)電流在電源路徑阻抗和地路徑阻抗上產(chǎn)生的壓降，引腳及焊盤本身也會有寄生電感存在，瞬態(tài)電流流經(jīng)此路徑必然產(chǎn)生壓降，因此負(fù)載芯片電源引腳處的電壓會隨著瞬態(tài)電流的變化而波動，這就是阻抗產(chǎn)生的電源噪聲。
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04 電容退耦的兩種解釋?

采用電容退耦是解決電源噪聲問題的主要方法。這種方法對提高瞬態(tài)電流的響應(yīng)速度， 降低電源分配系統(tǒng)的阻抗都非常有效。

3.1 從儲能的角度來說明電容退耦原理

在制作電路板時， 通常會在負(fù)載芯片周圍放置很多電容， 這些電容就起到電源退耦作用。其原理可用圖 1 說明。?

當(dāng)負(fù)載電流不變時，其電流由穩(wěn)壓電源部分提供，即圖中的I0，方向如圖所示。此時電容兩端電壓與負(fù)載兩端電壓一致，電流Ic為0，電容兩端存儲相當(dāng)數(shù)量的電荷，其電荷數(shù)量和電容量有關(guān)。

當(dāng)負(fù)載瞬態(tài)電流發(fā)生變化時，由于負(fù)載芯片內(nèi)部晶體管電平轉(zhuǎn)換速度極快，必須在極短的時間內(nèi)為負(fù)載芯片提供足夠的電流。但是穩(wěn)壓電源無法很快響應(yīng)負(fù)載電流的變化，因此，電流I0不會馬上滿足負(fù)載瞬態(tài)電流要求，因此負(fù)載芯片電壓會降低。

但是由于電容電壓與負(fù)載電壓相同，因此電容兩端存在電壓變化。對于電容來說電壓變化必然產(chǎn)生電流，此時電容對負(fù)載放電，電流Ic不再為0，為負(fù)載芯片提供電流。

只要電容量C足夠大，只需很小的電壓變化，電容就可以提供足夠大的電流，滿足負(fù)載態(tài)電流的要求。

相當(dāng)于電容預(yù)先存儲了一部分電能，在負(fù)載需要的時候釋放出來，即電容是儲能元件。儲能電容的存在使負(fù)載消耗的能量得到快速補(bǔ)充，因此保證了負(fù)載兩端電壓不至于有太大變化，此時電容擔(dān)負(fù)的是局部電源的角色。

從儲能的角度來理解電源退耦，非常直觀易懂，但是對電路設(shè)計幫助不大。從阻抗的角 度理解電容退耦，能讓我們設(shè)計電路時有章可循。實際上，在決定電源分配系統(tǒng)的去耦電容 的時候，用的就是阻抗的概念。

3.2 從阻抗的角度來理解退耦原理?

將圖 1 中的負(fù)載芯片拿掉，如圖 2 所示。從 AB 兩點向左看過去，穩(wěn)壓電源以及電容退耦系統(tǒng)一起，可以看成一個復(fù)合的電源系統(tǒng)。

這個電源系統(tǒng)的特點是：不論 AB 兩點間 負(fù)載瞬態(tài)電流如何變化，都能保證 AB 兩點間的電壓保持基本穩(wěn)定，即 AB 兩點間電壓變 化很小。

我們可以用一個等效電源模型表示上面這個復(fù)合的電源系統(tǒng)，如圖 3。

對于這個電路可寫出如下等式：?

我們的最終設(shè)計目標(biāo)是，不論 AB 兩點間負(fù)載瞬態(tài)電流如何變化，都要保持 AB 兩點 間電壓變化范圍很小，根據(jù)上面公式，這個要求等效于電源系統(tǒng)的阻抗 Z 要足夠低。

在圖 2 中，我們是通過去耦電容來達(dá)到這一要求的，因此從等效的角度出發(fā)，可以說去耦電容降低 了電源系統(tǒng)的阻抗。另一方面，從電路原理的角度來說，可得到同樣結(jié)論。

電容對于交流信 號呈現(xiàn)低阻抗特性，因此加入電容，實際上也確實降低了電源系統(tǒng)的交流阻抗（1/jwc）。?

從阻抗的角度理解電容退耦，可以給我們設(shè)計電源分配系統(tǒng)帶來極大的方便。實際上， 電源分配系統(tǒng)設(shè)計的最根本的原則就是使阻抗最小。最有效的設(shè)計方法就是在這個原則指 導(dǎo)下產(chǎn)生的。?

05 實際電容的特性

正確使用電容進(jìn)行電源退耦，必須了解實際電容的頻率特性。理想電容器在實際中是不存在的，這就是為什么常聽到“電容不僅僅是電容”的原因。

實際的電容器總會存在一些寄生參數(shù)，這些寄生參數(shù)在低頻時表現(xiàn)不明顯，但是高頻情 況下，其重要性可能會超過容值本身。圖 4 是實際電容器的 SPICE 模型，圖中，ESR 代表 等效串聯(lián)電阻，ESL 代表等效串聯(lián)電感或寄生電感，C 為理想電容。?

等效串聯(lián)電感（寄生電感）無法消除，只要存在引線，就會有寄生電感。這從磁場能量變化的角度可以很容易理解，電流發(fā)生變化時，磁場能量發(fā)生變化，但是不可能發(fā)生能量躍變，表現(xiàn)出電感特性。

寄生電感會延緩電容電流的變化，電感越大，電容充放電阻抗就越大，反應(yīng)時間就越長。

自諧振頻率點是區(qū)分電容是容性還是感性的分界點，高于諧振頻率時，“電容不再是電容”，因此退耦作用將下降。

電容的等效串聯(lián)電感和生產(chǎn)工藝和封裝尺寸有關(guān)，通常小封裝的電容等效串聯(lián)電感更低，寬體封裝的電容比窄體封裝的電容有更低的等效串聯(lián)電感。

在電路板上會放置一些大的電容，通常是坦電容或電解電容。這類電容有很低的ESL，但是ESR很高，因此Q值很低，具有很寬的有效頻率范圍，非常適合板級電源濾波。

電路的品質(zhì)因數(shù)越高，電感或電容上的電壓比外加電壓越高。Q值越高在一定的頻偏下電流下降得越快，其諧振曲線越尖銳。也就是說電路的選擇性是由電路的品質(zhì)因素Q所決定的，Q值越高選擇性越好。

06 局部去耦設(shè)計方法

為保證邏輯電路能正常工作，表征電路邏輯狀態(tài)的電平值必須落在一定范圍內(nèi)。比如對于3.3V邏輯，高電平大于2V為邏輯1，低電平小于0.8V為邏輯0。

把電容緊鄰器件放置，跨接在電源引腳和地引腳之間。正常時，電容充電，存儲一部分電荷。這樣電路轉(zhuǎn)換所需的瞬態(tài)電流不必再由VCC提供，電容相當(dāng)于局部小電源。

因此電源端和地端的寄生電感被旁路掉了，寄生電感在這一瞬間沒有電流流過，因而也不存在感應(yīng)電壓。通常是兩個或多個電容并聯(lián)放置，減小電容本身的串聯(lián)電感，進(jìn)而減小電容充放電回路的阻抗。

注意：電容的擺放、安裝距離、安裝方法、電容選擇?

編輯：黃飛

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