雙管正激變換器交錯并聯(lián)的方法比較

摘要：從開關(guān)器件的電壓應力來看，雙管正激變換器較一般的正激變換器有更多的優(yōu)點。本文提出了兩種雙正激變換器交錯并聯(lián)的方法，分析了兩種電路的工作狀態(tài)，比較了兩種電路中輸出濾波電感和電容中的電流脈動，對比了兩種電路中各半導體器件的電流電壓應力。最后通過仿真和實驗證明了分析和比較的正確性。

關(guān)鍵詞：雙管正激變換器移相并聯(lián)開關(guān)應力

Comparison of Interleaving Methods of Two－ transistor Forward Converter Abstract:Two methods of interleaving two－ transistor forward converters are presented in this paper. Firstly, the operation stages are analyzed. Then the ripple currents in filter inductors and output capactiors in toth methods are discussed and compared. After that ,the current and voltage stresses of divices are investigated and compared as well.Finally, simulation and experiments are performed to verify the analysis and comparision. Keywords:Two－ transistor forward converter Interleaving of converters Switching stress

1引言

　　雙管正激變換器較單管正激變換器有很多優(yōu)點，特別是在電壓應力方面，因為變換器中每個功率器件只需承受電源電壓，而在單管正激變換器中則要承受兩倍的電源電壓。而且同半橋或全橋變換器相比，它不存在橋臂直通的危險。因此雙管正激變換器吸引了許多研究者的目光。在參考文獻[1]中，作者提出了采用無損吸收的高效率雙管正激變換器。在[2]和[3]中，兩種零電壓轉(zhuǎn)換（ZVT）技術(shù)用于雙管正激變換器。在[4]中，作者提出了一種可控變壓器，用于增加雙管正激變換器的效率。在[5]中，作者研究了多輸出雙管正激變換反饋的模型。

　　為了增加變換器的輸出功率，需要將兩個雙正激變換器并聯(lián)運行。有兩種方法實現(xiàn)兩個雙正激變換器的移相并聯(lián)；一種是在輸出電壓側(cè)并聯(lián)（CPOC），另一種是在續(xù)流二極管側(cè)并聯(lián)（CPFD）。以前還沒有過關(guān)于兩種方法比較的報道。

　　本文首先分析了兩種并聯(lián)方式的工作原理，然后分析和比較了兩種方法中濾波電感和輸出電容中的電流脈動，接著分析和比較了兩種途徑中各半導體器件的電流電壓應力，最后用仿真和實驗驗證了前面的分析和比較。

2工作狀態(tài)分析

　　（1）兩個雙管正激變換器在輸出電容側(cè)并聯(lián)

　　將兩個雙管正激變換器在輸出電容側(cè)并聯(lián)如圖1所示，其工作狀態(tài)與單個雙管正激變換器一樣，圖2示出了這種并聯(lián)方式的主要波形。

　?。?）兩個雙管正激變換器在續(xù)流二極管側(cè)并聯(lián)

　　兩個雙管正激變換器在續(xù)流二極管側(cè)并聯(lián)如圖3所示。兩變換器共用一個濾波電感和續(xù)流二極管，兩變換器在運行中移相180°。

　　假設(shè)所有的半導體器件均為理想器件，與開關(guān)S21、S22、S23和S24并聯(lián)的電容CS21、CS22、CS23和CS24表示開關(guān)的輸出電容。這種并聯(lián)方式可以分為六個工作狀態(tài)如圖4所示，主要波形如圖5所示。

　?、贍顟B(tài)1（t0－t1）

　　在t0時刻以前，變壓器T21已經(jīng)復位完畢，變壓器T22正在復位，開關(guān)S21和S22上的電壓保持在Ud/2，箝位二極管D23和D24導通，續(xù)流二極管D27導通負載電流。在t0時刻，S21和S22同時獲得觸發(fā)信號而開通，其電流iS21(iS22)迅速上升。負載電流從D27換流到D25。在t1時刻，流過D27的電流減小到零并截止。在這一狀態(tài)中變壓器T22仍在復位。

　　②狀態(tài)2（t1－t2）

　　在t1時刻，D25和D27間的換流結(jié)束。在本狀態(tài)中，流過開關(guān)S21和S22的電流線性上升，變壓器T22仍在進行復位。這一狀態(tài)一直持續(xù)到變壓器T22復位完畢的t2時刻。

　?、蹱顟B(tài)3（t2－t3）

圖1兩雙正激變換器在輸出電容側(cè)并聯(lián)

圖2在輸出電容側(cè)并聯(lián)電路的主要波形

圖3兩雙正激變換器在續(xù)流二極管側(cè)并聯(lián)

　　在t2時刻，變壓器T22復位完畢，箝位二極管D23和D24截止。在t2時刻以后，電容CS23和CS24通過直流電源、變壓器T22的漏感和激磁電感發(fā)生振蕩，因此開關(guān)S23和S24上的電壓呈余弦規(guī)律下降。但是值得注意的是，這里的振蕩與在輸出電容側(cè)并聯(lián)電路發(fā)生的振蕩不同。因為開關(guān)S21和S22保持開通狀態(tài)，二極管D26即使在開關(guān)S23和S24上的電壓小于Ud/2仍然保持反偏。也就是說，開關(guān)S23和S24上的電壓可能振蕩到低于Ud/2。這一狀態(tài)當開關(guān)S21和S22同時在t3時刻關(guān)斷時結(jié)束。

　　④狀態(tài)4（t3－t4）

　　在時刻t3以后，開關(guān)S21和S22上的電壓線性上升，負載電流從D25換流到D27。在本狀態(tài)中，變換器繼續(xù)振蕩。這一狀態(tài)一直持續(xù)到t4時刻，在此時刻D25和D27間的換流結(jié)束，開關(guān)S21和S22上的電壓達到直流電壓Ud。

　?、轄顟B(tài)5（t4－t5）

　　在這一狀態(tài)中，箝位二極管D21和D22正偏導通復位變壓器T21的鐵心，并將開關(guān)S21和S22上的電壓箝位在直流電壓Ud，同時變換器2繼續(xù)振蕩。然而由于續(xù)流二極管D27導通，因此開關(guān)S23和S24上的電壓迅速振蕩回Ud/2。

　?、逘顟B(tài)6（t5－t6）

　　在這一狀態(tài)中，變壓器T21正在復位，開關(guān)S23和S24上的電壓保持在Ud/2，續(xù)流二極管D27導通負載電流。本狀態(tài)當開關(guān)S23和S24同時在t6時刻開通時結(jié)束，同時開始另外半個周期，這半個周期的工作狀態(tài)與前半個周期一致，只是兩個變換器的地位交換了一下。

　　需要說明的是，變換器的工作導通比將影響電路的工作狀態(tài)和波形。當工作占空比小時的典型波形如圖6所示。

3兩種雙正激變換器并聯(lián)方式的比較

　　（1）濾波電感中的電流脈動

　　假設(shè)兩種并聯(lián)電路工作在相同的輸入電壓、輸出電壓及相同的負載下，

其中：U0是輸出電壓，D為工作占空比，T為開關(guān)周期，L11為濾波電感的電感量。

　　因為電路中的兩個雙正激變換器工作在互差180°的情況下，

　　在續(xù)流二極管側(cè)并聯(lián)電路中的濾波電感L2中的電流脈動即為輸出電容中的電流脈動，

　　比較式（3）和式（4）可見，為了獲得相同的輸出電

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圖4在續(xù)流二極管側(cè)并聯(lián)電路的工作狀態(tài)

圖5電路在較大占空比時主要波形

圖6電路在較小占空比時主要波形

圖7在輸出電容側(cè)并聯(lián)電路電感電流脈動

圖8在續(xù)流二極管側(cè)并聯(lián)電路電感電流脈動

雙管正激變換器交錯并聯(lián)的方法比較

流脈動，在輸出電容側(cè)并聯(lián)電路的濾波電感應為在續(xù)流二極管側(cè)并聯(lián)電路濾波電感的兩倍即：

L11=L12=2L2（6）

　?。?）半導體器件的應力

　　①在輸出電容側(cè)并聯(lián)電路的半導體器件應力

　　在該電路中，副邊整流二極管D15和D16以及續(xù)流二極管D17和D18的電流應力相同，

　　主開關(guān)器件S11、S12、S13和S14的電流應力如式（8）所示：

　　式中n1為變壓器T11和T12的變比。

　　箝位二極管D11、D12、D13和D14的電流應力與式（8）相同。

　　由于箝位二極管的作用，主開關(guān)器件和箝位二極管的電壓應力相同并等于電源電壓，即：

US1imax=UD1imax=Ud(i=1,2,3,4）(9)

　　副邊整流二極管D15和D16以及續(xù)流二極管D17和D18的電壓應力如式（10）：

UD1i=－(1/n1)Ud(i=5,6,7,8)(10)

　?、谠诶m(xù)流二極管側(cè)并聯(lián)電路中半導體器件的應力

　　在該電路中，副邊整流二極管D25和D26以及續(xù)流二極管D27的電流應力相同，

　　式中n2為變壓器T21和T22的變比。

　　該電路中主開關(guān)器件和箝位二極管的電壓應力仍然被箝位二極管箝位在電源電壓，即：

US2imax=UD2imax=Ud(i=1,2,3,4)（13）

　　式中k1和k2為適當?shù)南禂?shù)，當主開關(guān)S23和S24同時開通，則k1=1，否則k1=0；當主開關(guān)S21和S22同時開通，則k2=1，否則k2=0。式中右邊第一項反映了變換器間的影響，第二項反映了變換器內(nèi)部原邊對副邊的影響。

　　從式（15）可見，在續(xù)流二極管側(cè)并聯(lián)電路中的副邊整流二極管的電壓應力與在輸出電容側(cè)并聯(lián)電路的有很大的不同，因為它存在變換器間的相互影響。當某一變換器的變壓器正在復位，而同時另一變換器開通，則該變壓器的副邊整流二極管承受最大的電壓，)

　　③兩種并聯(lián)電路的半導體器件應力的比較

　　為了比較兩種電路中的半導體器件的電流、電壓應力，首先需要決定兩電路中的變壓器變比。

　　從式（17）可見，在相同的輸入電壓和工作占空比下要獲得相同的輸出電壓，在輸出電容側(cè)并聯(lián)電路的

變壓器變比應為在續(xù)流二極管側(cè)并聯(lián)電路變壓器的一半，

　　從上面的半導體器件應力分析并考慮到式（18），在輸出電容側(cè)并聯(lián)電路的副邊整流和續(xù)流二極管的電流應力小于在續(xù)流二極管側(cè)并聯(lián)電路的，但是前者的主開關(guān)器件和箝位二極管的電流應力較后者的大，

(19b)

　　式中ΔISmax為兩種電路中主開關(guān)器件的電流應力的差值，ΔIDmax為兩電路中箝位二極管電流應力的差值。

　　從式（19）可見，兩電路中主開關(guān)器件和箝位二極管間的電流應力差值隨著輸出電壓和開關(guān)周期的增加而增加；隨著濾波電感和變壓器變比的增加而減小。

　　兩電路中主開關(guān)器件和箝位二極的電壓應力相同，但是在續(xù)流二極管側(cè)并聯(lián)電路的副邊整流二極管的電壓應力僅僅為在輸出電容側(cè)出電容側(cè)并聯(lián)的一半。

　　從上面的比較可見，在續(xù)流二極管側(cè)并聯(lián)電路較在輸出電容側(cè)并聯(lián)電路有較明顯的優(yōu)點，特別是在高電壓、高功率的應用場合。

4仿真和實驗

　　通過仿真，主開關(guān)電流應力與濾波電感的電感量以及開關(guān)頻率的關(guān)系如圖9所示，從圖中可以看出，兩種電路的主開關(guān)器件的電流應力均隨著濾波電感的增大而減小，而且兩電路的主開關(guān)器件的電流應力差隨著濾波電感和開關(guān)頻率的減小而增大。兩電路主開關(guān)器件電流應力與輸出電壓的關(guān)系如圖10所示，從圖中可以看出，兩電路主開關(guān)器件的電流應力均隨著輸出電壓的增高而增大，而且兩者間的差值也隨著增大。兩電路主開關(guān)器件的電流和電壓波形分別示于圖11和圖12中，通過比較圖11和圖12也可看見在輸出電容側(cè)并聯(lián)電路的主開關(guān)電流應力較在續(xù)流二極管側(cè)并聯(lián)電路的大。

5結(jié)論

　　本文提出了兩種雙正激變換器的并聯(lián)方式，通過兩電路的工作狀態(tài)的分析可見在輸出電容側(cè)并聯(lián)電路中每個變換器的工作狀態(tài)與單個雙正激電路一

雙管正激變換器交錯并聯(lián)的方法比較

圖9主開關(guān)電流應力與濾波電感和開關(guān)頻率的關(guān)系

Ud=200VRload=5Ωf=40kHzn1=0.5n2=1
圖10開關(guān)電流應力與輸出電壓的關(guān)系

Ud=200VD=0.3n1=0.5L11=L12=200μH
圖11在輸出電容側(cè)并聯(lián)電路的開關(guān)電壓、電流波形

Ud=200VD=0.3n2=1L2=100μF
圖12在續(xù)流二極管側(cè)并聯(lián)電路的開關(guān)電壓、電流波形

樣，而在續(xù)流二極管側(cè)并聯(lián)電路的工作狀態(tài)相當于一個具有兩倍占空比的雙正激變換器。通過兩電路特性的對比可見，在續(xù)流二極管側(cè)并聯(lián)可以增加變壓器的變比，減小主開關(guān)器件的電流應力和副邊整流二極管的電壓應力，所以具有較多的優(yōu)點，尤其是在高電壓、大功率的應用場合。