0 引言

　　隨著功率開關(guān)器件的發(fā)展，電力電子裝置日益小型化和高頻化，電氣性能大幅提高，但是隨之產(chǎn)生的高次諧波卻對(duì)電網(wǎng)造成嚴(yán)重污染。在電力電子設(shè)備中，整流器(AC/DC變流器)占有較大的比例，是主要的污染源。由于固態(tài)感應(yīng)加熱電源對(duì)于電網(wǎng)呈現(xiàn)非線性特性，從電網(wǎng)中輸出的電流就不是標(biāo)準(zhǔn)的正弦曲線。高頻諧波電流對(duì)電力設(shè)施產(chǎn)生過熱或其他危害。

　　Boost電路應(yīng)用到功率因數(shù)校正方面已經(jīng)較為成熟，對(duì)于幾百瓦小功率的功率因數(shù)校正，常規(guī)的電路是可以實(shí)現(xiàn)的。但是對(duì)于大功率諸如感應(yīng)加熱電源，還存在很多的實(shí)際問題。為了解決開關(guān)器件由于二極管反向恢復(fù)時(shí)產(chǎn)生的沖擊電流而易損壞的情況，減少開關(guān)器件在高頻下的開關(guān)損耗，本文采用一種無源無損緩沖電路取代傳統(tǒng)的LC濾波電路。在分析了軟開關(guān)電路的工作原理以及逆變模塊的分時(shí)-移相功率控制策略后，應(yīng)用Matlab軟件進(jìn)行了仿真，并通過實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性。

　　1 電源系統(tǒng)整體拓?fù)?/P>

　　如圖1所示，該主電路拓?fù)渲饕烧鳌④涢_關(guān)Boost功率因數(shù)校正、逆變、負(fù)載匹配幾個(gè)環(huán)節(jié)組成。

　　單相整流橋輸出的直流電壓接入無源緩沖軟開關(guān)Boost電路，本文采取Boost電路取代傳統(tǒng)的LC濾波電路。這里Boost電路主要有2個(gè)作用：一是提高整流輸入側(cè)的功率因數(shù);二是為逆變側(cè)提供一個(gè)穩(wěn)定的直流電壓。Boost校正電路輸出直流電壓加到逆變橋上，逆變橋是由8個(gè)IGBT模塊組成的單相全橋逆變器，每個(gè)IGBT都有一個(gè)反并聯(lián)二極管與其并聯(lián)，作為逆變器電壓反向時(shí)續(xù)流。逆變器中功率器件由控制電路控制脈沖信號(hào)驅(qū)動(dòng)而周期性的開關(guān);隔離變壓器T的作用是電氣隔離和負(fù)載的阻抗匹配。一般T為降壓變壓器，適當(dāng)改變變壓器的變比即可降低諧振槽路中電感、電容上的電壓值，并可進(jìn)行不同的負(fù)載阻抗匹配。輸出方波電壓經(jīng)過變壓器的隔離降壓后加到由補(bǔ)償電容器和感應(yīng)線圈及負(fù)載組成的諧振回路上。

　　1.1 軟開關(guān)APFC電路工作原理

　　圖2所示為無源軟開關(guān)Boost電路、串聯(lián)電感及無損SNUBBER電路。與普通的Boost電路相比，增加電感L1限制因VD0的反向恢復(fù)而產(chǎn)生的VT0開啟沖擊電流，C2→VD7作為VD0的SNUBBER電路，VD5→VD6→VD7的串聯(lián)結(jié)構(gòu)和L1→C1→C2之間的諧振與能量轉(zhuǎn)換也有利于抑制VT0的開啟沖擊電流。

　　主電路在一個(gè)周期內(nèi)的工作情況可以分為6個(gè)階段：

　　(1)模式1[t0，t1]：在t0時(shí)刻，C0通過電阻R放電，VT0在ZCS狀態(tài)下開啟，C1放電，電流流經(jīng)C1→C2→L1回路，由于L1的作用，VT0的開啟電流逐漸平穩(wěn)上升。

　　(2)模式2[t1，t2]：電感L1上的電流逐漸增大，C1放電結(jié)束后，電流經(jīng)過回路L0→L1→VD5→VD6→C2流動(dòng)。

　　(3)模式3[t2，t3]：C2被緩慢充電，直至L1能量全部轉(zhuǎn)移過來。最后流經(jīng)VT0的電流和L0的大小相等，C2充電結(jié)束。

　　(4)模式4[t3，t4]：t4時(shí)刻VT0在ZVS下關(guān)斷，當(dāng)經(jīng)過C2-VD6-C1的電壓和整流輸出電壓Vin相等時(shí)，C2通過VD7放電，L1的電流經(jīng)L0→L1→ VD5→C1給C1充電。

　　(5)模式5[t4，t5]：當(dāng)C1的電壓和Vin相等后停止充電。L1電流經(jīng)VD5→VD6→VD7流向負(fù)載。

　　(6)模式6[t5，t6]：L1電流衰減到0母線電感電流L1通過VD7向C2充電，當(dāng)C2電壓為0后，流過L0的電流經(jīng)VD0流向負(fù)載C0和R0接著回到模式1。

　　1.2 后級(jí)倍頻逆變電路

　　倍頻式高頻逆變電源電路如圖1右邊部分所示。在圖中，由VT11～VT41構(gòu)成第一組逆變橋，由VT12～VT42構(gòu)成第二組逆變橋，兩組逆變橋輪流導(dǎo)通1個(gè)諧振周期，每個(gè)IGBT器件都以額定負(fù)載電流工作。這樣，如果IGBT的允許開關(guān)頻率為f0，則電源的輸出頻率為2f0。

　　分時(shí)-移相的控制方法是通過調(diào)節(jié)對(duì)角橋臂導(dǎo)通的相位差來調(diào)節(jié)功率。如圖3所示，VT11與VT41之間有一個(gè)移相角，滿功率的時(shí)候，角度為0，分時(shí)-移相調(diào)功就是通過調(diào)節(jié)移相角φ的大小實(shí)現(xiàn)功率的改變。

　　2 系統(tǒng)控制策略

　　控制系統(tǒng)主要采用Altera公司的MAXⅡ系列CPLD芯片EPMl270T144C5和TI公司的TMS320LF2407A型DSP。控制環(huán)節(jié)由數(shù)字鎖相環(huán)、PWM控制模塊、分時(shí)脈沖控制模塊、DSP移相功率調(diào)節(jié)環(huán)節(jié)以及DSP-PFC環(huán)節(jié)組成。CPLD鎖相環(huán)模塊跟蹤負(fù)載諧振頻率，同時(shí)接收DSP輸出的數(shù)字移相角大小，從而經(jīng)PWM、分時(shí)模塊計(jì)算輸出8路移相觸發(fā)脈沖。DSP計(jì)算負(fù)載輸出功率，與功率設(shè)定值比較，經(jīng)積分分離PI算法輸出移相角度;DSP還要對(duì)CCM模式下的軟開關(guān)Boost電路進(jìn)行平均電流控制。此外還要實(shí)現(xiàn)設(shè)置、保護(hù)以及顯示等功能。

　　3 仿真與試驗(yàn)波形

　　基于以上理論分析和系統(tǒng)的硬件與軟件設(shè)計(jì)，應(yīng)用Matlab仿真軟件對(duì)電路進(jìn)行了仿真。仿真參數(shù)如下：輸入單相220 V，輸入等效阻抗1 mΩ，母線電感6 mH，輸出電容3 300μF，緩沖電感4μH，諧振電阻R為22 Ω，電感為1×10-6，電容為1.15×10-6。在仿真分析的基礎(chǔ)上，對(duì)1 kW感應(yīng)電源樣機(jī)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)，表明實(shí)驗(yàn)與仿真結(jié)果基本一致，驗(yàn)證了理論設(shè)計(jì)與系統(tǒng)仿真的正確性。

　　4 結(jié)語

　　通過仿真與試驗(yàn)結(jié)果可以看到，應(yīng)用軟開關(guān)PFC電路的倍頻感應(yīng)電源，不僅實(shí)現(xiàn)了輸入側(cè)單位功率因數(shù)，而且借助于一些緩沖輔助器件，開關(guān)管工作在軟開關(guān)狀態(tài)，損耗大大降低，為逆變模塊輸出穩(wěn)定的直流電壓。該設(shè)計(jì)具有較高的實(shí)用價(jià)值。