昨天，我們說到了升壓型DC-DC轉換器的輸出紋波電壓。今天我們來說說“降低升壓電源輸出中的開關噪聲”

前言

在開關型DC-DC轉換器的輸出中，會因開關工作而產生具有開關頻率及其N次諧波分量的紋波電壓。而且，還會產生遠高于開關頻率的、高達數百MHz的高頻噪聲，在發揮負載作用的電子電路中，這些噪聲可能會引發問題。在降壓型DC-DC轉換器中，輸入端會產生高頻噪聲，其中的部分高頻噪聲也會傳輸至輸出端。但是，在升壓型DC-DC轉換器中，輸出端會出現高速電壓電流波動，這會在輸出端產生高頻噪聲，導致輸出較大的高頻噪聲。

本系列文章將介紹升壓型DC-DC轉換器中高頻噪聲的產生機理，并介紹降低高頻噪聲的設計技巧。

先介紹第一個主題“升壓型DC-DC轉換器中高頻噪聲的產生原因”。

關于升壓電源的輸出中產生遠高于開關頻率的高頻噪聲的原因，將從“升壓型DC-DC轉換器的工作”、“輸出電容器和布線中的電感分量”、“低邊開關的輸出容量和振鈴”和“低邊開關導通時的工作”幾個角度進行說明。

升壓型DC-DC轉換器的工作

在升壓型DC-DC轉換器中，當低邊開關導通時，會使電感電流增加并積蓄能量；當低邊開關關斷時，積蓄的能量會被釋放，從而使電感產生反電動勢引起的高電壓，最終形成高于輸入電壓的輸出電壓。在開關工作期間，電壓和電流的高速變化會產生高頻振動，該振動會成為高頻噪聲并通過輸出線路被傳播和輻射出去，從而造成故障。

首先來了解一下低邊開關從導通轉為關斷過程中的詳細工作。在低邊開關FET完全導通的狀態下，漏極和源極之間的電阻為RDSON的阻值，漏極電壓為“RDSON×電感電流”。從此時開始，當FET的柵極驅動轉為關斷時，漏極和源極之間的電阻值上升，漏極電壓也開始上升。當低邊開關關斷時，漏極和源極之間會產生容性分量COSS，部分電感電流會被用來對COSS充電。由于流經漏極和源極間電阻分量的電流導致的導通損耗，以及充入COSS的電荷量，使部分能量損失，與此同時漏極電壓繼續上升。

當開關節點的電壓VSW變得高于輸出電壓時，高邊開關整流二極管被正向偏置。即使正向偏置電壓高于整流二極管的VF，由于整流二極管存在導通延遲，因此電流也不會開始流動，漏極電壓上升至高于“輸出電壓+VF”的電壓。經過數ns的導通延遲后，整流二極管變為導通狀態，電感電流開始向輸出電容器充電。

輸出電容器和布線中的電感分量

由于整流二極管的導通延遲，已上升至高于輸出電壓電位的VSW被施加給輸出電容器，因電位差很大，輸出電容器開始被快速充電。在此之前，輸出電容器一直通過放電向負載提供電流，但從此時開始將通過電感電流進行充電。從放電到充電，流經電容器的電流以納秒級的速度改變為相反的反向。電容器的電感分量ESL為數nH～數十nH，但根據由充放電電流的變化值ΔI（以A為單位）和變化速度ΔT（以ns為單位）組成的公式ΔV=ΔI×L/ΔT，在ΔT的時間內會發生反電動勢ΔV，輸出電容器中也會產生高電壓。因此，輸出電容器會在整流二極管剛剛導通后立即產生尖峰狀的高電壓。

低邊開關的輸出容量和振鈴

COSS被充電，達到輸出電容器中也會產生的尖峰狀高電壓的程度，然后COSS中存儲的能量被釋放并流入輸出電容器，并以磁能的形式存儲在電感分量ESL中。當COSS的電壓通過放電下降到VOUT的電位時，電位差消失，ESL中的磁能停止增加，利用ESL此前積蓄的磁能，進入恒流狀態，繼續從COSS中吸取電荷，COSS的電壓降至VOUT以下。隨著COSS電壓的降低，ESL的磁能減少，當磁能達到0時，COSS停止放電。此時COSS的電位低于VOUT，電流從輸出電容反向流向低邊開關的COSS，并對COSS充電，同時ESL中開始積蓄與先前方向相反的磁能。此后，能量在低邊開關的COSS和輸出電容器ESL之間的反復移動，并產生因電壓和電流的往復而導致的振蕩狀態。嚴格來講，電感分量是由ESL與流過該充放電電流的環路的電感分量之和L值以及低邊開關的COSS引起的LC諧振，諧振頻率FZ為　FZ=1/2π√(L×COSS)。

電感分量總計為數nH，COSS的容量為數十～數百pF，因此該諧振頻率通常在數十～數百MHz的范圍內。開關節點和輸出電容器處產生的振鈴會成為高頻噪聲，該噪聲會通過電源輸出線傳播并造成負載電路誤動作等故障。

低邊開關導通時的工作

在低邊開關剛要導通前，“輸出電壓＋VF”的電壓會被施加給低邊開關的漏極，整流二極管（即高邊開關）中流過電感電流。從這里開始，當低邊開關向導通狀態轉變時，流向輸出的電感器電流會從高邊開關流向低邊開關。VSW電壓開始下降至GND電位，整流二極管（高邊開關）變為反向偏置狀態。由于在此之前流過二極管的電流使二極管的結點處存在自由電子和空穴，因此即使二極管處于反向偏置狀態也不會立即變為截止狀態，在很短的時間內有反向電流流過。該電流稱為“反向恢復電流”，該電流使輸出環路中流過電流高速變化的反向電流。

當反向恢復電流結束時，二極管因反向偏壓狀態而變為截止狀態，通過PN結的耗盡層，成為電容量較小的電容器。當高邊開關采用FET同步整流方式時，FET具有寄生二極管，因此存在“耗盡層+源極和漏極間的物理結構+柵極電容”形成的電容COSS。充電電流會隨著反向恢復電流流向這些電容。由高邊開關的電容和輸出環路的電感分量組成的LC諧振電路中，會產生將反向流動的電流作為能量源的高頻噪聲。

接下來介紹第二個主題“升壓型DC-DC轉換器中高頻噪聲的抑制方法”。

關于如何降低升壓電源中產生的高頻噪聲，將分“通過減少諧振能量和電感量來降低高頻噪聲”、“提高導通速度和盡可能減小反向恢復電流”、“盡可能減小輸出環路中的電感分量”、“通過元器件配置和圖案設計盡可能減小輸出環路面積”和“諧振無法降為零，因此增加LC濾波器”幾部分進行說明。

通過減少諧振能量和電感量來降低高頻噪聲

要想降低高頻噪聲，就需要減少引發低邊開關ON/OFF時振鈴的能量。另外，當能量在電感分量和電容分量之間傳遞時，會引發LC諧振，因此如果沒有電感或電容，就不會發生諧振。減少輸出環路的電感分量即可減少所積蓄的能量，從而可以減小LC諧振并降低高頻噪聲。

提高導通速度和盡可能減小反向恢復電流

要想減少引發低邊開關關斷時振鈴的能量，需要減少開關節點電壓VSW的過沖。要想減少高邊開關的導通延遲，需要選擇導通延遲較小的高速二極管。

要想減少低邊開關導通時產生的振鈴能量，需要減小反向恢復電流。如果是輸出電壓較低的二極管整流，則需要使用肖特基勢壘二極管。與PN結硅二極管不同，肖特基勢壘二極管由于不使用空穴進行整流，因此不會流過反向恢復電流，并且其VF也低于硅二極管，效率也更高。但反向偏壓時反向流動的漏電流比硅二極管的要大，因此當輸出電壓較高且在高溫環境下使用時，需要注意防止熱失控。如果輸出電壓高達數百伏，由于反向耐壓和熱失控問題而無法使用肖特基勢壘二極管，則可以使用快恢復二極管，它是硅二極管的一種，其反向恢復電流較小。雖然快恢復二極管的VF比普通硅二極管要高，但在輸出電壓較高的情況下，對效率下降的影響很小。

在采用二極管整流方式的情況下，選擇二極管時需要注意的是，同步整流時高邊開關所用的FET中有寄生二極管，并且無法從FET中去除，因此無法更換為高性能的二極管。死區時間內有電流流過寄生二極管，但寄生二極管相當于PN結硅二極管，其作為二極管的特性并不好。因此，在采用同步整流方式時，需要通過盡可能縮短死區時間，并控制柵極驅動時序使流過二極管的電流盡可能小，從而使導通延遲和反向恢復電流盡可能小。

盡可能減小輸出環路中的電感分量

高邊開關導通后，高速脈沖電流流入輸出電容器。但是，受輸出電容器的ESL影響會產生反電動勢，在輸出電容器中也會產生脈沖狀高電壓，其后流過的電流會使磁能積蓄在ESL中并成為諧振的能量源。通過選擇ESL低的產品作為輸出電容器，可以降低脈沖電壓的峰值，另外由于積蓄的能量減少而可以減少諧振，最終可以降低高頻噪聲。但是，由于升壓型DC-DC轉換器需要高耐壓且大容量的電容器，這會導致其物理尺寸較大，因而很難找到ESL小的電容器。在這種情況下可以考慮并聯容量為1/N的N個電容器，而不是使用1個大容量電容器。這樣通過減小每個電容器的尺寸來降低ESL，并且通過并聯連接將ESL進一步降低至1/N。然而，這種方法雖然有效，卻會因數量N的增加而導致元器件綜合成本上升，存在成本問題。

此外，還可以通過增加小容量的小型陶瓷電容器來降低輸出環路中的ESL。高邊開關導通時，在輸出電容器中產生的高速電流波動存在時間為數ns～數十ns。如果流過的電流為幾安培，則其電荷量僅為100nC左右，因此，即使是低于1μF的小容量電容器，只要ESL低，接收到這個量的電荷量也不會發生較大的電壓上升情況。當然，具體情況也會因電感電流的大小而異，但對于小容量電源而言，可以考慮在高邊開關的輸出側和低邊開關的接地側之間配置0.1μF左右的小型陶瓷電容器，在配置時要使這兩側之間的距離盡可能短。這樣就無需經由輸出電容器的較大ESL了，從而可以更大程度地減少輸出環路的電感分量。

通過元器件配置和圖案設計盡可能減小輸出環路面積

在輸出環路的電感分量中，輸出電容器的ESL所占比例最大。通過并聯小容量的小型陶瓷電容器，可以大幅降低ESL帶來的電感量。然而，連接元器件的電路板圖案布線也會產生電感量，輸出環路本身也會成為一圈電感。通過盡可能減小元器件之間的布線距離，可以減少布線產生的電感量。另外，一個輸出環路本身具有的電感量與環路面積是成正比的，因此在設計元器件布局時應盡量減小環路面積。另外，還可以通過擴展元器件之間布線的圖案寬度來填充環路內的空間，從而使環路面積更小。

此外，輸出環路中會產生諧振并流過諧振電流，流經環路的高頻諧振電流會在周圍空間形成高頻變化的磁場。這種高頻變化的磁場可能會成為EMI（電磁干擾）并在空間中傳播，使噪聲向周圍擴散。流經環路的高頻電流所產生的空間磁場的強度也與環路面積成正比?？s小環路面積不僅可以減少產生的噪聲量，還可以減少輻射到空間中的EMI，因此盡可能減少環路面積是噪聲對策中非常重要的措施。

諧振無法降為零，因此增加LC濾波器

低邊開關FET的COSS無法降為零，輸出環路的電感分量也無法降為零，加上開關的導通和關斷速度越來越快，所以無法完全消除高頻噪聲。有一種方法可以有效防止輸出中產生的高頻噪聲傳輸到負載電路中，即在電源輸出線路中插入LC低通濾波器。這種LC低通濾波器使用了可有效消除幾百MHz頻段噪聲的鐵氧體磁珠，以及在幾百MHz頻段具有低ESL特性的1000pF級小型陶瓷電容器。

尤其是鐵氧體磁珠，其在高頻下的阻抗大部分是電阻分量，能夠通過電阻分量以焦耳熱的形式消耗高頻電能，因此是非常有效的降噪部件。

審核編輯：黃飛

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