電流負反饋放大器的原理分析與CAA計算機輔助分析設計

自從1970年Otala博士提出關于晶體管放大器瞬態互調（TIM）失真的理論，傳統的電壓負反饋技術在高保真音頻放大器的設計中就陷入了一種矛盾。一方面，為了降低瞬態互調失真，設計師們減少了負反饋量，甚至采用無大環負反饋設計；另一方面，非線性失真卻得不到有效的抑制。雖然采用優質元件和復雜的電路以提高放大器的開環特性，從而減小對負反饋的依賴，但代價也是不小的。近年來，一些音頻設計師把目光投向了在視頻運算放大器中得以廣泛應用的電流負反饋技術，并在高保真音頻放大器的設計中取得了成功。如今，像著名的金嗓子公司、馬蘭士公司、先鋒公司、AKAI公司等都紛紛推出采用電流負反饋技術的放大器。國內也有個別廠家推出電流負反饋放大器，可惜僅局限于對國外某款名機的仿制。下面，筆者將對電流負反饋放大器的基本原理進行分析，并在此基礎上，結合計算機輔助分析軟件SPICE推出一款200W甲乙類電流負反饋放大器。

1 基本原理分析

1．1 電流負反饋放大器的開環特性
　　關于電流負反饋放大器的設想，早在30年代就有人提出，但進入實用和普及階段則是80年代的事了。圖1是電流負反饋放大器的基本結構。為了便于分析，忽略輸入射極跟隨器，并仿照差分輸入電壓負反饋放大器的“半電路分析”方法，以中心水平線為對稱軸將電流負反饋放大器簡化為如圖2所示的分析用的電路，RF與RG組成反饋網絡?？梢哉f，這個普通而熟悉的電路就是現代電流負反饋放大器的雛形。為了討論方便，進一步把圖2簡化成圖3所示的電路，其中RE為RF與RG的并聯值，RL為RF與RG的串聯值。這樣該電路的開環DC增益可以表達如下：

圖1 電流負反饋放大器的基本結構

圖2 電流負反饋放大器簡化電路

圖3 電流負反饋放大器簡化電路

AVDC＝（R1／RE）×（R3／R2）×1　?。?）

　　顯然，其開環增益和反饋網絡有關，換句話說，開環增益是隨閉環增益的變化而變化的。這是電流負反饋放大器一個最重要的基本特征。而在當時為了解決這個問題，工程師們加入一只緩沖用三極管BG4將輸入級BG1和反饋網絡RF，RG隔離，見圖4。由三極管BG4的動態發射極電阻替代了圖3中的RE，因此開環增益和反饋網絡無關，開環增益不隨閉環增益的變化而變化。這個電路就是差分輸入電壓負反饋放大器的標準模板。這里，還可以看到電流負反饋放大器和電壓負反饋放大器的一些其他基本差別，如反饋網絡都連到反相輸入端，電流負反饋放大器是低阻抗端，而電壓負反饋放大器則是高阻抗端；由于BG4的加入，差分輸入電壓負反饋放大器具有平衡的兩個輸入端，因而有低的失調電壓和相等的輸入偏置電流等。

圖4 電流負反饋放大器簡化電路

　　現在，再回到電流負反饋放大器的分析上。由圖3可以計算開環極點：

ωP≈1／［R1×（R3／R2）×CT］　　（2）

補償電容CT可以是BG2的固有的基極－集電極電容或一個外加的補償電容，（2）式成立是假定BG1的動態發射極電阻可以忽略，并且R2包含BG2的動態發射極電阻。設RT＝（R1×R3）／R2，RT定義為傳輸電阻。則（1），（2）式簡化為：

AVDC＝RT／RE　　（3）
ωP＝1／（RT×CT） （4）

這樣，電流負反饋放大器的開環增益可以用下式表達：

AV＝（RT／RE）×［1／（1＋jω／ωP）］
＝（RT／RE）×［1／（1＋jωRT×CT）? （5）

將（5）式等式兩邊除以反饋網絡參數RE，就得到一個只與電流負反饋放大器內部特性有關的參數，它更直觀真實地描述了電流負反饋放大器的開環特性，這就是開環傳輸阻抗ZT，單位Ω。RT定義為開環傳輸電阻，CT為開環傳輸電容。

ZT＝ AV／RE＝RT×1／（1＋jωRT×CT）? （6）

由于輸出電壓等于反相低阻抗輸入端（BG1的發射極）的電流與開環傳輸阻抗ZT的乘積，所以就有了“電流負反饋”名稱的來由。
　　圖5是電流負反饋放大器的開環傳輸阻抗曲線。

圖5 電流負反饋放大器的開環傳輸阻抗曲線

1．2 電流負反饋放大器的閉環特性
　　用經典的分析方法，電流負反饋放大器的閉環響應可以描述為下式：

ACL＝AV／（1＋AV×β）　?。?）

反饋系數β＝RG／（RF＋RG）
將開環增益表達式（5）帶入（7）式可得：

AC＝｛（RT／RE）×［1／（1＋jωRT×CT）］｝／｛（RT／RF）×
［（1＋RF／RT＋jωRF×CT)／（1＋jωRT×CT）]}

由于RT遠大于RF（RT典型值＞100kΩ，RF典型值＜5kΩ），上式可以簡化為：

ACL＝（RF／RE）×［1／（1＋jωRF×CT）］
＝［（RF＋RG）／RG］× ［1／（1＋jωRF×CT）? （8）

　　可見，電流負反饋放大器閉環增益的直流值由反饋網絡RF，RG決定，閉環極點由RF與CT決定。只要RF不變，閉環帶寬就基本不變，此時改變RG就可以改變閉環增益，因此可以得到電流負反饋放大器的閉環增益和閉環帶寬無關的重要特性。實際上，只要RF不變，在閉環增益改變的同時，開環增益也在改變，以確保閉環帶寬基本不變。圖6反映了開環增益隨閉環增益變化的這種特性。

圖6 開環增益隨閉環增益變化的特性曲線

1．3 電流負反饋放大器在音頻應用上的優勢
　　首先，電流負反饋放大器可以較好地兼顧非線性失真與瞬態互調失真這兩項指標。眾所周知，環路增益是衡量一個放大器保持原始信號保真度的重要指標?，F代的電壓負反饋放大器為了減小瞬態互調失真，不得不減小負反饋深度，從而降低了環路增益，導致閉環增益誤差增大，非線性失真增大。而電流負反饋放大器由于有閉環增益和閉環帶寬無關的重要特性，只要反饋電阻RF保持不變，不論閉環增益如何變化，環路增益都保持不變，從圖6也可以看到，環路增益即開環增益曲線以下與閉環增益曲線以上所包圍的面積，雖然閉環增益改變了，但環路增益不變。因此，可以根據需要確定閉環增益而不必考慮是否會影響到閉環增益誤差和非線性失真。其次，電流負反饋放大器的開環傳輸阻抗的主極點頻率比電壓負反饋放大器高，高頻時的環路增益相對地大于電壓負反饋放大器。當信號頻率增加時電流負反饋放大器的閉環增益誤差就較小，高頻信號的非線性失真也小。

表1 OPA603和OPA621的失真特性

6 2SB647A TEMP＝50．00
．END

設計結果，包括開環傳輸阻抗ZT——頻率特性、開環傳輸阻抗相位——頻率特性、反相輸入端阻抗RIN——頻率特性分別見圖9和圖10。

圖9 開環傳輸阻抗特性曲線

圖10 反相輸入端特性曲線

　　開環傳輸阻抗ZT的直流值為130kΩ；反相輸入端阻抗RIN的直流值為4．76Ω，最大值為6．63Ω，由于反相輸入端阻抗RIN會降低電流負反饋放大器開環電壓增益的直流值以及影響閉環電壓增益的極點頻率，所以在實際設計中要盡量減小這個值，這對提高轉換速率也有好處；開環極點頻率約31．5kHz。由公式（4）ωP＝1／（RT×CT），可計算出開環傳輸電容CT的值約為39pF。這個電容是制約電流負反饋放大器轉換速率的內部參數。為了獲得高的轉換速率和提高放大器的小信號特性，應設計使這個電容盡量的小。以上的開環設計就是在這樣的指導思想下，經過計算機大量仿真得出的。
2．2 閉環設計
　　閉環設計就是確定反饋網絡。反饋網絡設定了閉環增益和相位裕量。并且對一個電流負反饋放大器的設計來說，相位裕量是選擇反饋網絡的決定性因素。相位裕量的優化值為60°，此時閉環增益曲線平坦而且帶寬最寬，放大器非常穩定。所以電流負反饋放大器的閉環設計就是確定反饋電阻RF，使開環相位在開環增益曲線與閉環增益曲線交點處頻率降為－120°。圖11是閉環設計仿真電路圖，閉環增益＝1＋RF／RG＝31．6倍（30dB），RF＝2 156Ω，RG＝70．5Ω，開環電壓增益＝ RT／（RE＋RIN）＝1781倍（65dB），最大環路增益為65－30＝35 dB。圖12是閉環設計仿真曲線?？梢钥吹介_環增益曲線與閉環增益曲線交點處頻率為2．63 MHz，該點頻率下的開環相位為－115°，基本符合設計目標。下面是閉環設計的仿真電路文件：
*SPICE＿NET
*INCLUDE ＼H－BB＼＼BJT．LIB
*INCLUDE DEVICE．LIB
*INCLUDE NONLIN．LIB
．AC DEC 20 5HZ 200000KHZ
*ALIAS V(86)＝VOUT
*ALIAS V(98)＝V－
*ALIAS I(V7)＝I－
．PRINT AC V(86)VP(86)V(98)VP(98)
．PRINT AC I(V7)IP(V7)
BG2 84 2 68 2SD667A TEMP＝50
BG3 70 67 69 2SD667A TEMP＝50
BG4 72 68 69 2SB647A TEMP＝50
BG5 74 70 71 2SB649A TEMP＝50
BG6 83 72 73 2SD669A TEMP＝50
BG7 84 74 75 2SD669A TEMP＝50

圖11 閉環仿真電路圖

BG8 88 76 77 2SC3858 TEMP＝50
BG9 89 78 79 2SA1494 TEMP＝50
BG10 89 80 81 2SA1494 TEMP＝50
R1 84 67 22K
R2 68 1 22K
R3 72 1 1．2K
R4 73 1 330
R5 74 82 2．7K
R6 82 83 842 C1 74 83 0．1U
R7 75 85 150
R8 95 86 0．22
R9 86 79 0．22
R10 77 86 0．22
R11 86 81 0．22
R12 75 87 10
R13 75 76 10
R14 85 78 10
R15 85 80 10
V1 84 0 69V
V2 88 0 63V
V3 0 89 63V
V4 0 1 69V
R16 84 70 1．2K
BG11 1 83 85 2SB649A TEMP＝50
R17 84 71 330
X1 94 90 91 92 93 OP27
R18 90 86 150K
C2 90 0 2．2U
C3 91 94 2．2U
R19 94 0 150K
R20 98 91 1K
V5 0 93 15V
V6 92 0 15V
BG12 88 87 95 2SC3858 TEMP＝50
R21 84 96 200
BG13 74 71 96 2SB649A TEMP＝50
R22 97 1 200
BG14 83 73 97 2SD669A TEMP＝50
V7 69 98
R23 74 0 33K
R24 0 83 33K
BG15 74 82 83 2SD669A TEMP＝50
R25 86 0 8
V8 2 0 AC 1
R26 98 86 2156
R27 0 98 70．5
BG1 1 2 67 2SB647A TEMP＝50．00
．END

圖12 閉環設計仿真曲線

2．3 動態輸入信號的驗證設計
　　在閉環仿真電路中加入理想的VIN＝1．04V（P－P）10kHz的方波激勵，輸出的方波響應見圖13，此時的轉換速率為SR＝ΔY／ΔX＝27．5／0．121＝227V／μs。考慮到實際的揚聲器負載并非純阻，而是一個復合負載，于是在RL上并一個電容。電容值從小到大逐一仿真，最后發現放大器可驅動的最大電容約為0．01μF。超過該值?輸出方波出現振蕩?見圖14。為了放大器在各種實際負載情況下都能穩定地工作，把放大器可驅動的最大電容負載CL定為0．5μF。此時在電路上就必須加上RL并聯防振網絡?結果效果非常明顯，見圖15。曲線2的電容負載仍為0．015μF，但波形上已沒有寄生振蕩了。曲線1的電容負載加大到0．5μF，波形上只有一點振鈴。當然，在實際應用中很少有這種負載狀況。最后，為了抵償揚聲器的感抗分量，加入了波切洛特 R?C網絡。完整的電路見圖16。

圖13 閉環仿真電路輸出的方波響應曲線

圖14 方波響應曲線出現振蕩

圖15 矯正后的方波響應曲線

　　為驗證設計，制作了兩臺樣機，實測的指標如下：
　?。?）殘留噪聲（輸入端短路，寬帶）：L 0．26mV；R 0．28mV
　?。?）折算到輸入端的信噪比（寬帶）：101dB
　?。?）最大不削波輸出電壓有效值（1kHz正弦波）：40VRMS，折合在8Ω負載上的輸出功率為200W。
　?。?）功率帶寬
　?。?0W，8Ω）：DC——440 kHz（－3dB）
　　（100W，8Ω）：DC——240 kHz（－2dB）
　　（5）THD＋N（1kHz，50W，8Ω）：0．054％
　　　　　　　　（400Hz，50W，8Ω）：0．05％
　　主觀聽音評價是在深圳歐琴電子有限公司的標準試音室里進行的。CD機是日本TEAC的頂級機VRDS－10，前置放大器為深圳歐琴電子有限公司的膽前級AP－100PR，音箱是英國“思奔達”的頂級型SP－100監聽音箱，對比的后級功放為“第二屆國產影音器材大展”最受專家好評的深圳歐琴電子有限公司的純后級A－30（200W，8Ω）。聽音對比結果是200W甲乙類電流負反饋放大器在高頻的延伸、低頻表現的自然、微小細節的再現、營造聲場的深度等方面全面勝出。更應指出的是，這兩款放大器除了主電路結構不同而外，其余完全相同，包括使用的元件和機械結構。這里又充分地展示了電流負反饋放大器在高保真音頻放大器應用中的優勢。

圖16 修改后的閉環仿真電路

作者單位：深圳歐琴電子有限公司成都技術開發部 成都 610041

參考文獻

［1］　美國Linear線性技術公司1997數據光盤
［2］　美國elantec 公司1997 Databook
［3］　美國BB公司1997數據光盤
［4］ 姚立真．通用電路模擬技術及軟件應用SPICE和Pspice．北京：電子工業出版社