任何下一代移動通信技術必須要提供比上一代更好的性能。例如，由于從 3G 到 4G 的過渡，理論峰值數據速率從大約 2 Mbps 跳到 150 Mbps。隨后，LTE Advanced Pro 達到了 Gbps 的峰值數據速率，最近已在演示 1.2 Gbps 的數據吞吐量1。在最近由高通和諾基亞聯合發起的關于 5G 的調查中2，有86％的參與者聲稱他們需要或希望在下一代智能手機上實現更快的連接。這次調查得出的結論是數據速率一直是技術演進的推動力。

但是 5G 不僅是追求更高的數據速率。這個下一代標準可以滿足的各種應用需求一般可按所謂的“應用三角形”分類，如圖 1 所示。追求更高的數據速率和更大的系統容量被歸納為增強型移動寬帶（eMBB）。超可靠低延遲通信（URLLC）是另一個主要驅動因素，最初的重點是低延遲。所要求的更低延遲影響整個系統架構 - 核心網和協議棧，包括物理層。為了啟動新的服務和垂直市場，如增強/虛擬現實、自動駕駛和“工業 4.0”，需要低延遲。此三角形以大規模機器類通信（mMTC）結束；然而，最初的標準化工作主要集中在 eMBB 和 URLLC 上。所有這些應用有不同的要求，要采用不同方法優先排序它們的關鍵性能指標。這提出了一個挑戰，因為這些不同的要求和優先權必須以“一刀切”的技術同時解決。

圖1、IMT-2020定義的5G應用場景。

Pre-5G 與 5G

在標準化組織（如第三代合作伙伴計劃（3GPP））內定義一個“一體適用”技術需要花費很長時間。數百家公司和組織都在貢獻建議，推薦應對 5G 挑戰和要求的方案。要討論和評估這些提案，最后決定如何實施。在定義解決無線接入網、空中接口和核心網的新技術和新標準之初，制定過程可能相當耗時---一些網絡運營商沒有時間等待。

通常情況下，一種應用問題得到解決時，同時形成標準，它只針對一種場景。使用非授權頻譜的 LTE（LTE-U）是 4G 中的一個例子。目標是輕松使用無授權 5 GHz ISM 頻段的較低和較高部分來創建更寬的數據管道。大約 15 個月后，3GPP 延續自己的思路，頒布稱為授權輔助訪問（LAA）的嵌入式標準方法。5G 也不例外。固定無線接入（FWA）并且將在全球體育賽事---韓國平昌2018 年冬奧會提供“5G 服務”，是 5G 討論中的兩個例子。在這兩個例子中，定制的標準是由提出的網絡運營商及其行業合作伙伴開發的。這兩個標準都是基于LTE標準（由3GPP制定的標準）和它發布的第12版技術規范，來增強去支持更高的頻率、更寬的帶寬和波束賦形技術。

以固定無線接入為例。這一需求背后的網絡運營商是美國服務提供商 Verizon Wireless。今天的服務提供商不僅提供傳統的有線通信和無線服務；他們還支持到家庭的高速互聯網連接，并通過這些連接擴展到提供內容服務。

圖2、低于6 GHz的三種載頻的相干時間與速度。

圖3、28 GHz 路徑損耗與小區分離，使用 ABG信道模型，針對市區宏部署將自由空間傳播損耗（FSPL）與視線（LOS）連接和非視線（NLOS）連接相比較。

Verizon 最初實現橋接著名的“最后一英里”到家庭的方法是光纖到戶（FTTH）。Verizon在一些市場上將該業務出售給其他服務提供商，如Frontier Communications。3為了強化他的業務模式，Verizon正在開發自己的無線技術，用于連接到家庭的高速互聯網。為了形成競爭力并保持未來的發展，Gbps連接是必要的，勝過今天采用LTE-Advanced Pro能實現的。

無線鏈路能提供多大的數據速率取決于4個因素：

調制、可實現的信噪比（SNR）、可用帶寬以及是否使用多輸入多輸出（MIMO）天線技術。從90年代初到2000年，無線行業對其標準進行了優化從而提高了信噪比，進而提高了數據速率。在世紀之交，隨著互聯網的成功，這已不再可接受；3G的帶寬增加到5 MHz。

從4G開始，引入更寬的帶寬 - 高達20 MHz ，同時引入2×2 MIMO。今天，使用高達256-QAM的更高階調制、8×8 MIMO和捆綁多個不同頻段載波的載波聚合（CA），峰值數據速率已達到1.2Gbps。要想進一步提高數據速率，尤其是對于使用固定無線接入的情況，更寬的帶寬必不可少。這個帶寬，在今天的無線通信“熱土”（450 MHz 和6 GHz之間）上不可能實現。更大的帶寬僅能在采用厘米波波長和毫米波波長的更高頻率上獲得。但是沒有免費的午餐。頻率升高會帶來它自己的挑戰。

*EIRP = 接收機靈敏度 + 信噪比 – 接收天線增益 + 路徑損耗（EIRP：等效全向輻射功率）

*鏈路余量 = 總發射EIRP – 路徑損耗 – 接收信號電平

高頻率的挑戰

從自由空間傳播損耗（FSPL）公式可見，頻率增加路徑損耗隨著增加。波長（λ）和頻率（f）通過光速（c）關聯，即：λf= c，并且隨著頻率的增加，波長會縮短。這產生兩個主要影響。首先，隨著波長的縮短，兩個天線單元之間所需的間隔（通常為λ/2）減小，這使得實際天線陣列具有多重天線單元。天線陣列的階數越高，能夠聚焦在特定方向上發射的能量越多，因而系統可以克服使用厘米波頻率和毫米波頻率帶來的較高路徑損耗。第2個影響涉及傳播。在低于 6GHz 場景，衍射通常是影響傳播的主要因素。在更高頻率，波長太短以至于它們與表面的相互作用加大，散射和反射對覆蓋的影響更大。

毫米波頻率還要挑戰移動性。移動性取決于由下式定義的多普勒頻移 fd:fd = fcv/c。式中，fc是載波頻率，v 是系統支持的期望速度。多普勒效應直接與相干時間 Tcoherence 有關，可以近似估計為：Tcoherence ? 1/ (2fd )

相干時間定義為無線電信道可以假設為恒定的時間，即，其性能不隨時間變化的時間。這個時間影響接收機中的均衡過程。如圖2所示，相干時間隨著速度的增加而減小。例如，為了以100km/h速度移動并將鏈路維持在2.3GHz載波頻率上，相干時間約為2ms。這意味著可以假設無線電信道性能2毫秒內不變。根據奈奎斯特定理，采用2 ms時間間隔，需要在此信號中嵌入2個參考符號，以便正確重建信道。圖2顯示在較高頻率下相干時間減少。對于毫米波頻率，多普勒頻移在步行速度時已經是100Hz，并且隨著速度的增加而增加。因此，相干時間顯著減少，使得在高移動性場景下使用厘米波和毫米波頻率效率低下。這就是為什么3GPP最初將5G新空口（5G NR）標準化的重點放在所謂的非獨立（NSA）模式上，使用LTE作為控制和信令信息交換以及移動性的錨定技術。使用固定無線接入，移動性不是必需的，所以Verizon的技術方案可以完全依靠毫米波頻率，結合網絡和所連接設備間的控制和信令信息交換。

28GHz鏈路預算

如前面解釋的，采用天線陣列和波束賦形技術能夠將毫米波頻率用于無線通信。Verizon在2016年將美國聯邦通訊委員會（FCC）分配的28 GHz頻段作為5G頻譜4，使用的帶寬高達850 MHz。隨著2015年收購XO通信公司5，Verizon獲得使用28 GHz頻段許可證，計劃使用這些28GHz頻段初步推出自己的Pre-5G標準，并將這些歸納在5G技術論壇（5G Technical Forum---V5GTF）名下6。

從運營商的角度來看，新技術的可行性取決于由商業模式給出的可實現商業案例。商業案例受兩個主要因素影響：所需的資本支出（CAPEX），其次是運營和維護網絡的成本（簡稱OPEX）。CAPEX由所部署的小區站點數量決定，這取決于要求達到的小區邊緣性能（即，小區邊緣處要達到的數據速率）和可實現的覆蓋范圍。厘米波和毫米波能夠波束賦形，這有助于克服較高的路徑損耗，但與低于6GHz的頻率（用于無線通信的主要頻譜）相比，覆蓋范圍仍然有限。

圖4、 5GTF 同步和波束賦形參考信號。

為確保足夠的覆蓋范圍，鏈路預算分析至關重要。考慮采用 100MHz 載波帶寬的 28GHz 頻段，首先計算接收機靈敏度限值。熱噪聲電平為-174 dBm / Hz，需要根據 5GTF 標準規定，調整到支持的每個分量載波100 MHz 帶寬。在此計算中，接收機使用的典型噪聲系數為10 dB，這使得總接收機靈敏度限值為-84 dBm / 100 MHz（參見表1）。接下來，確定預期的路徑損耗。自由空間路徑（傳播）損耗基于在理想條件下的視距（LOS）連接。真實情況并非如此。在教育機構的幫助下，各公司開展了廣泛的信道探測測量活動，形成了描述不同環境傳播的信道模型，并預測了預期的路徑損耗。它們通常用于視線（LOS）和非視線（NLOS）類型的連接。對于固定無線接入，通常使用非視線連接模型。在初期，Verizon 及其行業合作伙伴使用他們自己的信道模型，盡管 3GPP 正在為標準化 5G NR 制定信道模型。當然，這些模型之間存在不同。對于這里要考慮的鏈路預算分析，使用最早的可用模型之一7。

假設為市區宏小區（UMa）部署場景，圖 3 顯示了在 28 GHz 頻段，與自由空間傳播損耗相比視線連接和非視線連接的預期路徑損耗。從運營商的角度來看，大的小區間站點距離（ISD）更為理想，因為 ISD 越高，所需的小區站點越少，資本支出越低。但是，可實現的 ISD 由鏈路預算決定。各種出版物顯示，1000 米的 ISD 是部署目標。這樣的 ISD 對視線連接的路徑損耗至少為 133 dB，而對于使用 ABG（Alpha Beta Gamma）信道模型的非視線連接的路徑損耗為 156 dB。下一步是確定需要的小區邊緣性能，即，需要的數據速率。每個載波的數據速率取決于調制、MIMO 方案和可實現的信噪比。例如，典型要求是，實現 2bps/Hz 的頻譜效率，即，對于100MHz 寬的信道，提供 200Mbps 數據速率。為此，需要大約 8dB 的信噪比，這進一步增加了接收機靈敏度限值。然而，由于接收機正在使用天線陣列，可獲得波束賦形增益，波束賦形增益由單個天線單元的增益和天線單元的總數決定。

圖5、 羅德與施瓦茨公司5GTF覆蓋測量系統。

圖6、 在現場使用羅德與施瓦茨公司系統。

在 5G 發展的初期，總接收端波束賦形增益的較好近似值是 17 dBi。基于估計的路徑損耗，可以確定所需的總等效全向輻射功率（EIRP）和所需的傳導發射功率。根據上述計算，發射端所需的總 EIRP 在 40 和 63 dBm 之間（參見表 2）。在 5G 遠端射頻頭上使用更大的天線陣列會產生更大的波束賦形增益是合理的假設。表 3 提供的是理想計算：需要提供多大的傳導功率才能提供需要的 EIRP（17 至 40 dBm）。對于毫米波器件，這些都是高輸出功率，設計功率放大器和所需的電路來驅動射頻前端和天線陣列是業界面臨的挑戰。由于不是所有基片都能提供如此高的輸出功率，因此行業內設計這些射頻器件的公司間將面臨一場方法之爭。其中一個挑戰是為器件提供可接受的加電效率以處理散熱。

基于這個分析，在下行鏈路方向建立一條采用 1000 米 ISD 的適用通信鏈路是可能的。但是，前幾代的無線技術都是上行鏈路功率受限的，5G 也不例外。表 4 顯示假設最大傳導設備功率為 +23 dBm 和假設采用 16 單元天線陣列客戶端設備（CPE）路由器波形因子的上行鏈路預算。根據路徑損耗和假設的信道模型，可以計算出跨越相當大范圍（即，-9 至 + 14dB）的鏈路余量。當然，低于零的任何值都指出該鏈路不會被關閉。基于這些相當理想的計算，可以得出結論，如果采用 1000m ISD，在毫米波頻率上的上行鏈路存在問題。

圖7、5GTF覆蓋測量舉例。

由于這個原因，3GPP 定義了 5G NR 用戶設備（UE）功率等級，它允許高達 +55dBm 的總 EIRP8。美國目前的規定允許設備有如此高的 EIRP，但不能出現在移動電話中9。并且，實現這個 EIRP 本身就是一個技術挑戰，可能在很晚的時候才會上市。從這個角度看，服務提供商應該考慮在其商業案例中使用更短的小區間站點距離（ISD）。目前各種會議上的文獻和報告表明，正在為這個出現在美國的無線電設備規劃 250 米或更小的小區。現在，需要確定的是:是否更短的 ISD（如 250 米）能夠滿足 5G 毫米波固定無線接入商業案例的要求。

5GTF 展望

Verizon 5G 標準使用 3GPP LTE 標準提供的既有架構。載波頻率向上移動，在較高頻率上分解增加的相位噪聲，這些需要更寬的子載波間隔來克服將產生的載波間干擾（ICI）。Verizon 標準使用 75 kHz 而不是 15 kHz。表 5 給出了所有主要物理層參數的比較。

在確定 5G 網絡覆蓋時，應當理解幾個物理信號。與 LTE 相比，在 Verizon 的 5G 標準中，同步信號（PSS和 SSS）以頻分復用（FDM）技術發射，而 LTE 采用時分復用（TDM）技術。而且，引入了新的同步信號，擴展同步信號（ESS）有助于識別正交頻分復用（OFDM）符號時序。圖 4 給出包含在特殊子幀 0 和 Z5 中的同步信號（SSS、PSS、ESS）的映射；它們被波束賦形參考信號（BRS）和擴展物理廣播信道（xPBCH）包圍。

設備在開始接入過程中使用這些同步信號確定要連接到哪個 5G 基站，然后使用波束賦形參考信號（BRS）來評估接收可用波束賦形信號中的哪一個。該標準允許發射一定數量的波束，具體數量取決于 BRS 的發射周期。這個信息通過 xPBCH 提供給設備。在其基本形式中，每個 OFDM 符號發射一個波束；然而，使用正交覆蓋碼（OCC）允許每個 OFDM 符號發射多達 8 個波束。根據所選的 BRS 發射周期——有 4 個選項：1 個時隙，1 個、2 個或4 個子幀---可以發射多個波束，客戶端設備在這些波束上執行信號質量測量。基于對這些所接收BRS 的信號功率（BRSRP）測量，客戶端設備將維持一組 8 個最強波束，并將 4 個最強波束報告回網絡。一般而言，相同的原則適用于確定現有 4G LTE 技術的覆蓋范圍。接收機（網絡掃頻儀）首先掃描期望的頻譜，所討論情況是 28GHz，獲取同步信號以確定由 PSS 和 SSS 提供的初始定時和物理小區 ID。ESS 協助識別 OFDM 符號時序。下一步是對BRS執行與客戶端設備所做的相同的質量測量，以確定誰有最好的接收選項，以及保持并顯示一組 8 個最強接收到的波束。

考慮到早期 5G 采用者的激進時間表，羅德與施瓦茨公司設計了一款原型測量系統，該系統使用覆蓋直到 6 GHz 頻段的超小型路測掃頻儀。這個頻率范圍可以使用下變頻方法擴展： 可以將在 28 GHz 上發射的多達 8 個100 MHz寬分量載波下變頻到能由該路測掃頻儀處理的中頻范圍。整個解決方案集成在電池供電的背包中，從而可在辦公大樓中進行現場覆蓋測量。圖 5 顯示該裝置及配件，圖 6 顯示在居民區步行測試中使用該掃頻儀。

測量結果的示例如圖 7 所示。在右側屏幕中，繪制了所有檢測到的載波（Physical Cell Identity, PCI）的 8 個最強波束，包括發現的波束索引。低于實際欄的 2 個值顯示 PCI（頂部），其次是波束索引。這些波束是根據針對波束賦形參考信號（BRS），不是針對 BRS 接收信號功率（BRSRP），測量得到的最佳載波干擾噪聲比（CINR）組織起來的。在屏幕的頂部，用戶可以輸入具體的 PCI，并在實際的測量位置識別該載波的 8 個最強波束。此外，掃頻儀確定發射來波束的 OFDM 符號以及使用了哪個正交覆蓋碼（OCC）。基于測量得到的波束賦形參考信號（BRS）的載波干擾噪聲比（CINR），用戶可以預測特定測量位置處的可能吞吐量。

接下來是測量得到的同步功率和同步信號的 CINR。在移動網絡中，基于 CINR，設備將確定檢測到的小區是否是要駐留的小區。這通常根據定義為最小 CINR（該最小 CINR 基于同步信號確定）的閾值來確定。對于 LTE 來說，這是-6dB，對于此“Pre-5G ”，有待正在進行的現場試驗做出評估。在 Verizon 的 5GTF 標準中，同步信號在 14 個天線端口上發射，最終這些信號將指向特定的方向。因此，應用程序會測量并顯示同步信號功率、CINR，以及識別出的天線端口。

總結

正如本文多次提及的，在固定無線接入應用場景中使用毫米波頻率的商業案例是成功還是失敗，取決于鏈路預算是否可以在可負擔得起的小區間站點距離（ISD）上實現。在部署5G 固定無線接入網時，網絡設備制造商和服務提供商需要在實施網絡優化前，用優化工具來確定實際的覆蓋范圍。