實際上印刷線路板（PCB） 是由電氣線性材料構(gòu)成的，也即其阻抗應(yīng)是恒定的。那么，PCB為什么會將非線性引入信號內(nèi)呢？答案在于：相對于電流流過的地方來說，PCB布局是“空間非線性”的。

放大器是從這個電源還是從另外一個電源獲取電流，取決于加負(fù)載上的信號瞬間極性。電流從電源流出，經(jīng)過旁路電容，通過放大器進(jìn)入負(fù)載。然后，電流從負(fù)載接地端（或 PCB輸出連接器的屏蔽）回到地平面，經(jīng)過旁路電容，回到最初提供該電流的電源。

電流流過阻抗最小路徑的概念是不正確的。電流在全部不同阻抗路徑的多少與其電導(dǎo)率成比例。在一個地平面，常常有不止一個大比例地電流流經(jīng)的低阻抗路徑：一個路徑直接連至旁路電容；另一個在達(dá)到旁路電容前，對輸入電阻形成激勵。圖1示意了這兩個路徑。地回流電流才是真正引發(fā)問題的原因。

當(dāng)旁路電容放在PCB的不同位置時，地電流通過不同路徑流至各自的旁路電容，即“空間非線性”所代表的含義。若地電流某一極性的分量的很大部分流過輸入電路的地，則只擾動信號的這一極性的分量電壓。而若地電流的另一極性并沒施擾，則輸入信號電壓以一種非線性方式發(fā)生變化。當(dāng)一個極性分量發(fā)生改變而另一個極性沒改動時，就會產(chǎn)生失真，并表現(xiàn)為輸出信號的二次諧波失真。圖2以夸張的形式顯示這種失真效果。

當(dāng)只有正弦波的一個極性分量受到擾動時，產(chǎn)生的波形就不再是正弦波。用一個100Ω負(fù)載模擬理想放大器，使負(fù)載電流通過一個1 Ω電阻，僅在信號的一個極性上耦合輸入地電壓，則得到圖3所示的結(jié)果。傅立葉變換顯示，失真波形幾乎全是-68dBc處的二次諧波。當(dāng)頻率很高時，很容易在PCB上生成這種程度的耦合，它無需借助太多PCB特殊的非線性效應(yīng)，就可毀掉放大器優(yōu)異的防失真特性。當(dāng)單個運算放大器的輸出由于地電流路徑而失真時，通過重新安排旁路回路可調(diào)節(jié)地電流流動，并保持與輸入器件的距離，如圖4所示。

多放大器芯片

多放大器芯片（兩個、三個或者四個放大器）的問題更加復(fù)雜，因為它無法使旁路電容的地連接遠(yuǎn)離全部輸入端。對四放大器來說更是如此。四放大器芯片的每一邊都有輸入端，所以沒有空間放置可減輕對輸入通道擾動的旁路電路。

圖5給出了四放大器布局的簡單方法。大多器件直接連至四放大器管腳。一個電源的地電流可擾動另一個通道電源的輸入地電壓和地電流，從而導(dǎo)致失真。例如，四放大器通道1 上的（+Vs）旁路電容可直接放在臨近其輸入的地方；而（-Vs）旁路電容可放在封裝的另一側(cè)。（+Vs）地電流可擾動通道1，而（-Vs）地電流則可能不會。

為避免這種問題，可讓地電流擾動輸入，但讓PCB電流以一種空間線性方式流動。為實現(xiàn)此目的，可以采用下方式在PCB上布局旁路電容：使（+Vs） 和（–Vs） 地電流流經(jīng)同一路徑。若正/負(fù)電流對輸入信號的擾動相等，則將不會產(chǎn)生失真。因此，使兩個旁路電容緊挨著排列，以使它們共享一個接地點。因為地電流的兩個極性分量來自同一個點（輸出連接器屏蔽或負(fù)載地），并都回流至同一個點（旁路電容的公共地連接），所以正/負(fù)電流都流經(jīng)同一路徑。若一個通道的輸入電阻被 （+Vs）電流擾動，則（–Vs）電流對其有相同影響。因為無論極性是怎樣的，產(chǎn)生的擾動都相同，所以不會產(chǎn)生失真，但將使該通道增益發(fā)生小的變化，如圖 6所示。

為驗證如上推斷，采用兩個不同的PCB布局：簡易布局（圖5）和低失真布局（圖6）。采用飛兆半導(dǎo)體的 FHP3450四運算放大器所產(chǎn)生的失真如表1所示，F(xiàn)HP3450的典型帶寬是210MHz，斜率是1100V/us，輸入偏置電流是100nA，每通道的工作電流是3.6mA。從表1可看出，失真越嚴(yán)重的通道，改進(jìn)的效果越好，從而使4個通道在性能上接近相等。

如何避免印刷線路板PCB設(shè)計的失真影響

若在PCB 上沒有一個理想的四放大器，則測量單一放大器通道的效應(yīng)會很困難。顯然，一個給定的放大器通道不僅擾動其本身輸入，還會擾動其它通道的輸入。地電流流經(jīng)全部不同的通道輸入，且產(chǎn)生不同效果，但又都受每個輸出的影響，這種影響是可測量的。

表2給出了當(dāng)只驅(qū)動一個通道時，在其它未受驅(qū)動的通道上測量到的諧波。未驅(qū)動通道在基本頻率上顯示出一個小信號（串?dāng)_），但在沒有任何顯著基本信號的情況下，也產(chǎn)生由地電流直接引入的失真。圖6 的低失真布局顯示：因為幾乎消除了地電流效應(yīng)，二次諧波和總體諧波失真（THD）特性有很大改進(jìn)。

本文小結(jié)

簡單地說，在PCB上，地回流電流流經(jīng)不同的旁路電容（用于不同的電源）及電源本身，其大小與其電導(dǎo)率成比例。高頻信號電流流回小旁路電容。低頻電流（如音頻信號的電流）可能主要流經(jīng)更大的旁路電容。即使頻率更低的電流也可能“漠視”全部旁路電容的存在，直接流回電源引線。具體的應(yīng)用將決定哪個電流路徑最關(guān)鍵。幸運的是，通過采用公共接地點及輸出側(cè)的地旁路電容，可以容易地保護全部地電流路徑。

高頻PCB布局的金科玉律是將高頻旁路電容盡可能靠近封裝的電源管腳，但比較圖5和圖6可以看出，為改進(jìn)失真特性而修改該規(guī)則不會帶來太大改變。改進(jìn)失真特性是以增加約0.15英寸長的高頻旁路電容走線為代價的，但這對FHP3450的AC響應(yīng)性能影響很小。PCB布局對充分發(fā)揮一款高質(zhì)量放大器的性能很重要，這里討論的問題絕非僅限于高頻放大器。類似音頻等頻率更低的信號對失真的要求要嚴(yán)格得多。地電流效應(yīng)在低頻下要小一些，但若要求相應(yīng)改進(jìn)所需的失真指標(biāo)，地電流仍可能是一個重要的問題。

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