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USB-C PD 3.0設計實現更高的效率和更高的功率密度

電子設計 ? 來源:EDN ? 作者:Bob Card ? 2021-04-07 16:45 ? 次閱讀
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諸如USB-C PD 3.0 100 W可編程電源(PPS)之類的新興應用推動了對更小,更緊湊的開關模式電源(SMPS)外形尺寸(通常稱為超高密度(UHD))的需求。如您在圖1中所見,提高開關頻率可以減小變壓器的體積,從而有益于UHD,但是更高的開關頻率會增加功耗,從而需要不斷發展的反激式架構。

約100 kHz的固定頻率/多模式反激式開關驅動標準SMPS適配器中的較大變壓器。移植到準諧振(QR)反激會使開關頻率增加到?280 kHz,從而將變壓器減小到較小的RM8尺寸。采用有源鉗位反激式(ACF)可使您達到?450 kHz,從而實現了外形較小的RM8LP變壓器。最后,用氮化鎵(GaN)代替硅結(SJ)FET可實現> 600 kHz的開關,甚至更小的變壓器體積。

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圖1增加開關頻率可減小變壓器體積,但更高的開關頻率會增加功耗。資料來源:安森美半導體

反激式介紹

反激是低功率和中功率AC-DC轉換器的一種流行拓撲,主要是因為它的低成本和易用性。反激式假定為DC輸入,并在次級側包含一個變壓器,一個電源開關(Q1)和一個二極管(圖2)。變壓器(點表示初級側與次級側異相1800)是一個耦合電感器,只有在關閉電源開關時,能量才從初級傳遞到次級。

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圖2反激式拓撲在次級側包括一個變壓器,一個電源開關和一個二極管。資料來源:安森美半導體

反激操作

當電源開關(Q1)接通時(圖3左),電流從Vin流出,導致能量存儲在初級側和次級側(磁通場擴展)電感器中。電流不會流過次級,因為二極管由于180o的反相而反向偏置。

當電源開關關閉時(圖3,右),初級和次級磁通場都開始塌陷,初級側的極性發生變化(反激作用),現在電流在次級側流動,因為二極管正向偏置。

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圖3此圖顯示了電源開關打開(左)和關閉(右)時的反激式操作。資料來源:安森美半導體

反激式漏感

不幸的是,當電源開關(Q1)關斷時,初級側漏電感(LLkg)與電源開關的漏源電容Cdss相互作用,導致VDS出現過多振鈴,從而損壞MOSFET(圖4,剩下)。可以添加一個稱為緩沖電路的無源電阻電容二極管RCD鉗位來保護MOSFET(圖4,右)。緩沖器將LLkg能量從MOSFET漏極移動到緩沖器電容器(CC),并通過RC散發熱量。緩沖器不能提高整體反激效率。

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圖4添加RCD緩沖器可保護MOSFET。資料來源:安森美半導體

次級側的同步整流

用MOSFET(圖5中的Q2,右)替換“續流”二極管(圖5,左)可提高次級側效率。MOSFET的RDSON耗散的功率比硅二極管(0.6V正向偏置)甚至肖特基(0.3V)二極管低得多。

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圖5在次級側添加SR MOSFET可提高效率。資料來源:安森美半導體

谷切換和準諧振反激

在次級側電流(ISEC)達到零或不連續模式(DCM)之后,由于勵磁電感和開關節點電容之間的諧振,Q1電源開關VDS可能會出現振蕩(圖6)。這些振蕩形成谷。QR開關將尋找最低谷點,以便下次打開電源開關。簡而言之,在峰值期間打開Q1會增加功耗,而在谷值期間打開Q1則會降低功耗。

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圖6電源開關可能會出現谷底開關振蕩。資料來源:安森美半導體

主動鉗位反激

用MOSFET(Q3)替換鉗位二極管(圖7,左)可以提高效率(圖7,右),并保護電源開關(Q1)。

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圖7ACF架構提高了電源效率。資料來源:安森美半導體

ACF體系結構可以將泄漏電感循環回負載。參考圖8的相對時序圖,電源開關(Q1)在T0接通,在T2斷開。在T2處,漏電感(ICLAMP)開始流過有源鉗位(Q3)體二極管,從而給鉗位電容器(VCLAMP)充電。在T4,Q3打開,繼續VCLAMP充電。在T5時,ICLAMP變為負值,現在VCLAMP通過Q3將漏感放電回到負載,直到T7。

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此相對時序圖顯示了圖8ACF泄漏電感的循環。資料來源:安森美半導體

從T9到T10,有源鉗位(Q3)在下一個Q1接通時間內將VDS穩定在0V,這稱為零電壓開關(ZVS)。如果在ZVS,則FET電容為零。因此,導通開關損耗為零,從而產生更高的效率。這是一種軟開關形式,也有利于EMI。

ACF的缺點

ACF有兩個缺點。再參考圖8,從T5到T7的相對時序,當ICLAMP變為負值時,磁通密度增加,導致有源鉗位鐵芯損耗比圖4的RCD緩沖器稍高。在Q1關斷時間內纏繞;這增加了初級繞組損耗。

安森美半導體的NCP1568是高度集成的AC-DC脈寬調制(PWM)控制器,旨在實現ACF拓撲(圖9),從而使ZVS能夠用于高效,高頻和高功率密度應用。不連續傳導模式(DCM)操作可在待機功率<30 mW的輕負載條件下實現高效率。

NCP1568 LDRV輸出能夠直接驅動市場上大多數超級結(SJ)MOSFET,而無需外部組件。ADRV驅動器是5V邏輯電平驅動器,用于將驅動信號發送到NCP51530等高壓驅動器。高壓驅動器應具有較小的延遲,并適合高達400 kHz的工作頻率。

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圖9NCP1568 ACF驅動超級結MOSFET Q1。資料來源:安森美半導體

ACF驅動GaN

交換用于GaN晶體管的SJ MOSFET可以實現更快的開關頻率,這主要是由于GaN的寄生電容較低。當然,GaN的成本要高于SJ FET。Navitas Semiconductor的NV6115驅動器GaN單個組合接受來自12V或5V驅動器的輸入信號。驅動器調節已在GaN內部完成。圖10的配置顯示了來自NCP1568和NCP51530的驅動信號足以滿足系統需求。

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圖10 NCP1568 ACF驅動NV6115 GaN功率晶體管。資料來源:安森美半導體

USB-C供電2.0與3.0 PPS

USB-C PD源最多可以播報七個電源數據對象(PDO),用于將源端口的電源功能公開給支持PD的接收器。PD 2.0 PDO是固定的,而PD 3.0 PDO是從3.3V到21V的可編程電壓“范圍”(20mV步進)設置,以及高達50A的電流設置的可編程“范圍”(以50mA步進)(表1)。PPS的優勢在于該源可以提供更精細的電壓/電流粒度,從而提高USB-C源和宿之間的效率。

表1 USB-C PD 2.0與3.0 PPS

所述FUSB3307是一個完全自主PD 3.0 1.2版和C型V1.3,100W,源控制器能夠提供從3.3-21V(20mV的步驟)VBUS和至多5 A(50毫安步),最多共七個固定和PPS PDO。FUSB3307是一款不含MCU的低成本硬件狀態機解決方案。無需開發固件,就可以加快產品上市時間,以提供防篡改的全功能解決方案。

FUSB3307控制通過光耦合器的CATH引腳電流,向初級側控制器提供反饋以調節VBUS電壓。

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圖11 FUSB3307 PD 3.0 PPS控制器是一種防篡改的全功能解決方案。資料來源:安森美半導體

圖12示出了29 W /在3,60瓦ACF參考安森美半導體設計與USB-C PD 3.0和PPS。NCP1568 ACF(U2)通過NCP51530(U7)3.5 A,700V半橋驅動器控制SJ電源開關(Q1)和SJ有源鉗位(Q2)。NCP4306(U5),7A(漏極),2A(源極)柵極驅動器用于同步整流器控制。FUSB3307(子板2的U1)是基于狀態機的USB-C PD 3.0端口控制器,可通過FODM8801BV(U8)光耦合器控制NCP1568 FB輸入及其CATH輸出來調節VBUS(5-20V)。

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圖12該60 W USB-C PD 3.0 PPS參考設計包含NCP1568 ACF,NCP51530驅動器,NCP4306控制器,FUSB3307控制器和FODM8801BV光耦合器。資料來源:安森美半導體

圖13的4點平均效率圖的每個數據點捕獲以下四個額定功率輸出的平均效率。使用超級結MOSFET可以達到25%,50%,75%和100%的頻率,最高開關頻率為450 kHz。可以看到,從5V輸出到20V輸出4點平均的NCP1568 115 Vac(藍線)和230 Vac(綠線)遠高于要求的能源部(DoE)VI級最低限制(紅線) 。

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圖13該4點平均效率圖顯示NCP1568超過了DoE Level VI的最小限值。資料來源:安森美半導體

許多應用都對UHD電源提出了很高的要求,包括100 W USB-C PD 3.0 PPS。ACF是在成本和UHD性能之間實現最佳平衡的首選架構。這是因為在不增加GaN成本的情況下,可以達到29 W / in 3的功率密度,最高達到92%的4點效率。并且,如果應用允許更高的成本和更高的效率,那么ACF還可驅動GaN,以實現更高的效率和更高的功率密度。

鮑勃·卡德(Bob Card)是負責安森美半導體美國高級解決方案集團(ASG)的市場經理。

編輯:hfy

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