作者：劉鴻雁;來新泉;黃濤濤

LDO穩(wěn)壓器的調(diào)整元件通常采用PNP管或PMOS管，通過共射或共源的結(jié)構(gòu)輸出，因此，LDO穩(wěn)壓器的輸出阻抗比較高，受負(fù)載的影響較大，容易造成系統(tǒng)的不穩(wěn)定。通常利用輸出電容的等效串聯(lián)電阻進(jìn)行頻率補(bǔ)償，以改善其穩(wěn)定性。這種方法對輸出電容有很高的要求，特別是ESR，若處理不黨會(huì)提高電源管理方案的成本。本文提出了將頻率補(bǔ)償電路設(shè)計(jì)到穩(wěn)壓器內(nèi)部的方法，降低了對輸出電容的要求，并且補(bǔ)償?shù)牧泓c(diǎn)跟隨負(fù)載電流變化，降低了負(fù)載電流變化對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響。

LDO穩(wěn)壓器的頻率補(bǔ)償原理

影響LDO系統(tǒng)穩(wěn)定性的主要因素有：誤差放大器、調(diào)整管、反饋電阻網(wǎng)絡(luò)、輸出電容及其等效串聯(lián)電阻和旁路電容等。

LDO穩(wěn)壓器的典型頻率響應(yīng)如圖1所示。其中UGF代表單位增益頻率（Unity gain frequency）。虛線代表ESR的穩(wěn)定范圍。

零點(diǎn)ZESR和極點(diǎn)Pb由RESR決定，當(dāng)RESR改變時(shí)，ZESR和Pb也上下移動(dòng)，使得環(huán)路穩(wěn)定性受到影響。因此，為了保證系統(tǒng)的穩(wěn)定，必須選擇合適的RESR。LDO穩(wěn)壓器的應(yīng)用資料一般會(huì)提供保證系統(tǒng)穩(wěn)定所需RESR值的范圍。通常鉭電容的ESR值較為合適，并且比較準(zhǔn)確，但其價(jià)格比較昂貴，這無疑增加了設(shè)計(jì)成本。

同時(shí)，采用輸出電容的等效串聯(lián)阻抗進(jìn)行頻率補(bǔ)償?shù)牧硪粋€(gè)缺點(diǎn)是，ESR對LDO穩(wěn)壓器的瞬態(tài)響應(yīng)的影響。在最壞情況下，當(dāng)負(fù)載電流瞬態(tài)從零變化到最大值時(shí)，輸出電壓最大的瞬態(tài)變化量為：

其中，苩1是LDO需要的響應(yīng)時(shí)間，如果忽略壓擺率的影響，苩1約等于閉環(huán)帶寬的倒數(shù)。芕ESR是ESR上的電壓變化量。由等式可看出，ESR越大，對瞬態(tài)響應(yīng)特性影響越大。

針對LDO穩(wěn)壓器利用ESR進(jìn)行頻率補(bǔ)償存在的不足，本文提出的內(nèi)部動(dòng)態(tài)頻率補(bǔ)償電路對此進(jìn)行了改進(jìn)。

內(nèi)部動(dòng)態(tài)頻率補(bǔ)償電路的設(shè)計(jì)

采用內(nèi)部動(dòng)態(tài)頻率補(bǔ)償電路的LDO穩(wěn)壓器系統(tǒng)如圖2所示。電路內(nèi)部添加了一個(gè)RC補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，并采用了兩級(jí)放大結(jié)構(gòu)。第一級(jí)放大器采用跨導(dǎo)運(yùn)放實(shí)現(xiàn)，第二級(jí)放大器采用輸出阻抗較小的放大結(jié)構(gòu)。

從圖2中可得出其主要的零極點(diǎn)如下：

從第一個(gè)極點(diǎn)Po的表達(dá)式可得出，該極點(diǎn)與負(fù)載電流成正比，如果內(nèi)部RC網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的零點(diǎn)頻率固定不變，則單位增益帶寬隨著負(fù)載電流變化，同時(shí)可能會(huì)引起振蕩，達(dá)不到補(bǔ)償?shù)男Ч?/p>

針對以上問題，電路中可引入可變電阻構(gòu)成的動(dòng)態(tài)RC頻率補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，該電阻用工作在線性區(qū)的MOS管導(dǎo)通電阻來實(shí)現(xiàn)。通過在調(diào)整管處并聯(lián)一個(gè)電流檢測管，使其檢測輸出電流，以控制RC補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)可變電阻R的阻值，使零點(diǎn)Zc也隨負(fù)載電流變化。當(dāng)負(fù)載電流減小時(shí)，零點(diǎn)頻率也減小；負(fù)載電流變大時(shí)，零點(diǎn)頻率也變大。此時(shí)，零點(diǎn)Zc和極點(diǎn)Po同時(shí)隨負(fù)載電流增大或減小，保證了穩(wěn)定性和環(huán)路增益帶寬不變。

頻率補(bǔ)償RC網(wǎng)絡(luò)的具體電路如圖3所示。可變電阻是M8的導(dǎo)通電阻，RC網(wǎng)絡(luò)主要是由M1、M2、M4、M6、M7、M8、Cc構(gòu)成的，其中M1是電流檢測管，調(diào)整管M0用寬長比很大的PMOS管實(shí)現(xiàn)。

由M3、M5、R3構(gòu)成的偏置電路，可以保證M0和M1的漏/源極電壓基本相等，使電流ID1以恒定的系數(shù)正比于電流IL變化，ID1通過M4和M6構(gòu)成的鏡像電流源決定M7的電流。則：

由于第一級(jí)運(yùn)放的輸出阻抗較大，第二級(jí)放大器的輸入阻抗也較大，并且M8沒有電流流過，因此，M9的電流非常小，可以近似地認(rèn)為。所以，

此時(shí)，M8的導(dǎo)通電阻為：

為了保證等式（10）成立，VGS8必須大于VTH，通常M7選用一個(gè)寬長比較小的MOS管，而M9選用一個(gè)寬長比較大的MOS管。由表達(dá)式（11）得出，當(dāng)負(fù)載電流IL減小時(shí)，導(dǎo)通電阻RON變大，補(bǔ)償?shù)牧泓c(diǎn)頻率減小；負(fù)載電流增大時(shí)，補(bǔ)償?shù)牧泓c(diǎn)頻率增大。

第二級(jí)放大器主要是對誤差放大器的輸出阻抗和調(diào)整管的柵寄生電容起隔離作用。第二級(jí)放大器的輸出阻抗比較小，產(chǎn)生的第三個(gè)極點(diǎn)可在單位增益帶寬之外，從而克服誤差放大器的輸出阻抗和調(diào)整管柵寄生電容產(chǎn)生的低頻極點(diǎn)。

仿真驗(yàn)證

m該電路采用Hynix 0.5 CMOS工藝來實(shí)現(xiàn)。在Level28模型下，內(nèi)部動(dòng)態(tài)頻率補(bǔ)償電路的頻率響應(yīng)采用Hspice仿真，整個(gè)系統(tǒng)的相位裕度為60低澄榷ā￡負(fù)載電流發(fā)生變化時(shí)，其頻率響應(yīng)曲線如圖4所示。

由圖4可看出，采用內(nèi)部動(dòng)態(tài)頻率補(bǔ)償電路，其環(huán)路增益帶寬不隨負(fù)載電流變化，滿足系統(tǒng)穩(wěn)定性的要求。

結(jié)語

本文提供了一種新穎的LDO穩(wěn)壓器內(nèi)部動(dòng)態(tài)頻率補(bǔ)償電路。與利用ESR進(jìn)行頻率補(bǔ)償?shù)姆椒ㄏ啾龋穗娐凡粌H改善了瞬態(tài)響應(yīng)特性，而且在提高LDO線性穩(wěn)定性的同時(shí)，大大降低了對外部電容的ESR要求。此時(shí)可以采用ESR比較小的陶瓷電容，從而在提高性能的同時(shí)，降低了LDO穩(wěn)壓器的應(yīng)用成本。

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