反激式是最為廣泛采用的隔離式電源拓撲結構，因為它可以用一個低邊開關晶體管和有限的外部元件數提供多個隔離輸出。不過，反激式電源也存在一些特殊性，如果設計人員沒有充分理解并對其進行分析，就可能限制它的整體表現。

針對這種拓撲結構的系列文章將以非常簡單的數學方法揭去所有反激式電源設計的神秘面紗，指導設計人員完成一個良好優化的設計。

反激式轉換器

根據應用的不同，直流-直流應用（DC/DC應用）可能需要多個輸出，而且需要輸出隔離。此外，輸入與輸出的隔離可能需要符合安全標準或提供阻抗匹配。

隔離式電源不僅可以防止用戶接觸到潛在的致命電壓和電流，而且具有性能優勢。利用中斷接地回路，隔離式電源可以保持儀器精度，并可以在不犧牲總線益處的條件下很容易通過負電源總線提供正穩壓電壓。

對設計人員來說，反激式拓撲結構歷來是輸出功率100W以下的電源隔離式轉換器的首選。這種拓撲結構只需要一個磁性元件和一個輸出整流管，因而具有簡單和低成本的優勢，同時它也可以輕松實現多路輸出。

而反激式拓撲結構的缺點是：它需要一個高容值的輸出電容，功率開關管和輸出二極管的電流應力較高，氣隙區渦流損耗較高，變壓器鐵芯較大以及可能存在的EMI問題。

反激式轉換器源于降壓-升壓拓撲結構，其主要缺點是：只有在開關MOSFET導通時間內，該轉換器才從源極收集能量。在后來的關斷期間，來自一次側繞組的這種能量從電感傳遞到輸出端。這是反激式和降壓-升壓拓撲結構的獨特特點。（圖1）

圖1：運行在連續傳導模式下的典型反激式電源

圖2：典型反激式轉換器的利用因數與占空比的關系，最大化利用因數的占空比為30-40％。

一次側電流和二次側電流同時流過時，反激式變壓器并不像傳統變壓器那樣正常工作，實際上只有一小部分能量（磁化能量）被存儲在變壓器中。反激式變壓器更像是同一鐵芯上的多個電感器，而非一個典型的變壓器。理想的情況是，變壓器并不存儲能量，所有的能量都在瞬間從一次側轉移到二次側。

反激式變壓器可用作儲能裝置，能量存儲在鐵芯的氣隙或坡莫合金粉芯的分布式氣隙當中。

電感變壓器的設計應盡量減少漏感、交流繞組損耗和磁芯損耗。

漏感是一次側電感的一部分，未與二次側電感相互耦合。保持盡可能低的漏感十分重要，因為它會降低變壓器的效率，還會導致開關器件的漏極出現尖峰。漏感可被看作為存儲在變壓器中的部分能量，它不會轉移到二次側和負載。這種能量需要通過一個外部緩沖器在一次側耗散掉。

緩沖器的配置將在后面予以討論。

當MOSFET開啟且電壓施加在一次側繞組時，一次側電流線性上升。輸入電流的變化是由輸入電壓、變壓器一次側電感和導通時間決定的。在這段時間內，能量被存儲在變壓器鐵芯中，輸出二極管D1被反向偏置，能量不會轉移到輸出負載。

當MOSFET關閉時，磁場開始下降，顛倒了一次側和二次側繞組之間的極性。D1被正向偏置，能量轉移到負載。

斷續傳導模式與連續傳導模式：

反激式轉換器像任何其他的拓撲結構一樣有兩種不同的工作模式——斷續模式和連續模式。當輸出電流的增加超過一定值時，斷續模式設計的電路將轉為連續模式。在斷續模式下，導通時間內存儲在一次側的所有能量都會于下一周期開始之前完全轉移到二次側和負載；而且，在二次電流達到零值和下一個周期開始間的瞬間還會有死區時間。在連續模式下，當下一個周期開始時，仍會有一些能量留在二次側。反激式轉換器可以在兩種模式下運行，但它具有不同的特征。

斷續模式 一方面具有較高的峰值電流，因此在關斷時有較高的輸出電壓尖峰。另一方面，它具有更快的負載瞬態響應，一次側電感較低，因此變壓器尺寸可以較小。二極管的反向恢復時間并不重要，因為在反向電壓施加之前正向電流為零。在斷續模式下，晶體管的開啟隨零集電極電流出現，降低了傳導EMI的噪聲。

連續模式 具有較低的峰值電流，并因此降低了輸出電壓尖峰。不幸的是，由于它的右半平面（RHP）零點迫使轉換器的總帶寬降低，所以其控制回路比較復雜。由于連續傳導模式對大多數應用而言是更加的選擇，因此以上僅對該模式進行了更多的細節分析。

確定反激式變壓器：繞組匝數比及其電感

設計人員不得不處理的第一個難題就是確定反激式變壓器。通常他們可以從反激式電源變壓器標準目錄中進行選擇，而無需更昂貴的定制變壓器。許多供應商都可以針對不同應用和功率大小提供完整系列的變壓器，但重要的是要了解如何選擇最合適的變壓器。

除了二次側繞組的功率大小和匝數，變壓器還可根據一次側/二次側繞組匝數比，以及一次側或二次側電感來分類。

如果忽略開關MOSFET和輸出整流二極管兩端壓降的影響，在穩態運行條件下，導通時間（）的伏*秒應該等于關斷期間（）伏*秒：

式中：

Vin 是輸入電壓

Vout 是輸出電壓

Nps 是反激式變壓器的一次側匝數/二次側匝數匝比

那么，最大占空比的數匝比和最小輸入輸出電壓之間的直接關系是：

其中D為占空比：/開關周期。

在許多情況下，選定的最大占空比為50％，但是在寬輸入電壓范圍的應用中，重要的是要了解如何優化以下關系：最大占空比、變壓器匝比、峰值電流和額定電壓。

反激式拓撲結構的主要優點之一是可以在占空比大于50％的條件下工作。最大占空比的增加降低了變壓器一次側的峰值電流，從而達到一次側銅變壓器更高利用系數的效果，并降低輸入源的紋波。同時，最大占空比的增加可增加主開關MOSFET漏源極之間的最大應力電壓，并增加二次側的峰值電流。

在開始轉換器設計之前，重要的是要了解最大占空比、變壓器一次側/二次側匝數比（Np/Ns）、一次側MOSFET的最大電壓應力、一次側和二次側最大電流之間的關系。

公式（2）給出了輸出電壓Vo和輸入電壓Vi（因為其簡單性沒有考慮Q1和二次側整流管Q2兩端的壓降）之間的主要關系。為了確保在整個輸入電壓范圍Vo的穩壓，最大占空比可以任意選定一個《1的理論值。

然后可以計算Np/Ns：

由此選出的表示主MOSFET的漏源極之間的最大電壓，由公式（4）及公式（5）和（6）給出，分別表示了變壓器一次側和二次側的平均電流。

式中：

？ 是二次側整流二極管的正向壓降

？ 是傳導期間開關MOSFET的壓降

？ 是整體電源效率

？ 是最大輸出電流

通過最大化占空比的利用系數U（D）函數可以得到最佳占空比：

利用系數（Ui）是用輸出功率除以二次側開關MOSFET和整流二極管的總最大應力之和得出的。

圖中的兩條曲線顯示了只考慮開關MOSFET應力（藍色虛線）計算出來的利用系數，以及考慮了二次側開關MOSFET和整流二極管（紅色虛線）的利用系數。

要優化額定輸入電壓的電源效率，一次側/二次側變壓器匝比應利用占空比來計算，以使利用系數最大化，其典型值在30-40％之間。

上面的曲線考慮的是有源元件上的理論應力電壓。在實踐中，更重要的是評估MOSFET最大應力電壓和變壓器數匝比是怎樣隨其選擇的最大占空比而變化的，并選擇一個可以在開關MOSFET的一定最大擊穿電壓內給出“圓形（round）”匝數比值的值。

確定一次側電感

選擇一次側和二次側電感有幾個標準。

第一，選擇可以確保從滿載到某些最小負載均在連續模式運行的一次側電感。

第二，通過確定最大二次側紋波電流來計算一次側和二次側電感。

第三，計算一次側電感，以保持盡可能高的右半平面零點（RHP），從而最大限度地提高閉環穿越頻率。

在實踐中，第一個標準只用于特殊情況，而選擇的磁化電感可作為變壓器尺寸、峰值電流和RHP零點之間很好的折衷。

為了通過確定二次側最大紋波電流來計算一次側和二次側電感，可以用下式計算出二次側電感（）和一次側電感（）：

式中是開關頻率，是允許的二次側紋波電流，通常設置在約為輸出電流有效值的30-50％：

那么，等效一次側電感可從下式獲得：

如前所述，一次側電感和占空比會影響右半平面零點（RHP）。RHP增加了閉環控制特性的相位滯后，迫使最大穿越頻率不超過RHP頻率的1/4。

RHP是占空比、負載和電感的函數，可以引發和增加環路增益，同時降低環路相位裕度。通常的做法是確定最差情況的RHPZ頻率，并設置環路單位增益頻率低于RHPZ的三分之一。

在反激式拓撲結構中，計算RHPZ的公式是：

可以選擇一次側電感來削弱這種不良效果。

圖3的曲線顯示了一次側電感對一次側和二次側電流和RHP零點的影響：隨著電感的增加紋波電流會減小，因此輸入/輸出紋波電壓和電容大小也可能減小。但增加的電感增加了變壓器一次側二次側繞組數，同時減少了RHP零點。

圖3：典型反激式設計的一次側電感與一次側和二次側電流和RHP零點的關系。

常識建議不應使用過大的電感，以免影響整個系統的整體閉環性能和尺寸，還有反激式變壓器的損耗。上述圖形和公式只有在連續傳導模式下的反激式運行才是有效的。

選擇功率開關MOSFET并計算其損耗

MOSFET的選擇基于最大應力電壓、最大峰值輸入電流、總功率損耗、最大允許工作溫度，以及驅動器的電流驅動能力。MOSFET的源漏擊穿（Vds）必須大于：

MOSFET的連續漏電流（Id）必須大于一次側峰值電流（，公式15）。

除了最大額定電壓和最大額定電流，MOSFET的其他三個重要參數是Rds（on）、柵極閾值電壓和柵極電容。

開關MOSFET的損耗有三種類型，即導通損耗、開關損耗和柵極電荷損耗：

？導通損耗等于損耗，因此在導通狀態下源極和漏極之間的總電阻要盡可能的低。

？ 開關損耗等于：開關時間*Vds*I*頻率。開關時間、上升時間和下降時間是MOSFET柵漏極米勒電荷Qgd、驅動器內部電阻和閾值電壓的函數，最小柵極電壓Vgs（th）有助于電流通過MOSFET的漏源極。

？ 柵極電荷損耗是由柵極電容充電，以及隨后的每個周期對地放電引起的。柵極電荷損耗等于：頻率* Qg（tot）* Vdr

不幸的是，電阻最低的器件往往有較高的柵極電容。

開關損耗也會受柵極電容的影響。如果柵極驅動器對大容量電容充電，則MOSFET需要時間進行線性區提升，則損耗增加。上升時間越快，開關損耗越低。不幸的是，這將導致高頻噪聲。

導通損耗不取決于頻率，它還取決于和一次側RMS電流的平方：

在連續傳導模式下，反激式運行的一次側電流看起來像圖4上部所示的梯形波形。

圖4：換向期間MOSFET兩端的電流和電壓波形。

Ib等于一次側峰值電流：

Ia是從以上的公式（5）得出的平均電流，減去一半ΔIp電流為：

那么開關管的RMS電流可從下式得到：

或其迅速接近：

開關損耗（）取決于轉換期間的電壓和電流、開關頻率和開關時間，如圖4所示。

在導通期間，MOSFET兩端的電壓為輸入電壓加反映在一次側的輸出電壓，電流等于平均中間抽頭（central top）電流減去一半ΔIp：

在關閉過程中，MOSFET兩端的電壓為輸入電壓加反映在一次側繞組的輸出電壓，再加上用于鉗位的齊納鉗位電壓和吸收漏感。開關管關斷電流為一次側峰值電流。

開關時間取決于最大柵極驅動電流和MOSFET的總柵極電荷，MOSFET寄生電容是調節MOSFET開關時間的最重要的參數。電容Cgs和Cgd取決于器件的幾何尺寸并與漏源極電壓成反比。

通常MOSFET制造商沒有直接提供這些電容值，但是可以從Ciss、Coss和Crss值獲得。

導通開關時間可以使用下列公式用柵極電荷來估計：

式中：

？ Qgd是柵漏極電荷

？ Qgs是柵源極電荷

？ 是當驅動電壓被拉升至驅動電壓時的導通時間驅動電阻

？ 是當驅動電壓被下拉至地電壓時的內部驅動電阻

？ 是柵源極閾值電壓（MOSFET開始導通的柵極電壓）

緩沖器：

漏感可以被看作是與變壓器的一次側電感串聯的寄生電感，其一次側電感的一部分沒有與二次側電感相互耦合。當開關MOSFET關閉時，存儲在一次側電感中的能量通過正向偏置二極管移動到二次側和負載。存儲在漏感中的能量沒有地方可去，則變成了開關引腳（MOSFET漏極）上巨大的電壓尖峰。漏感可以通過短路二次側繞組來進行測量，而一次側電感的測量通常由變壓器制造商給出。

耗散漏感能量的一種常用方法是通過一個與一次側繞組并聯的齊納二極管來阻斷與之串聯的二極管實現的，如圖5所示。

漏感能量必須通過一個外部鉗位緩沖器來耗散：

圖5：齊納鉗位電路

齊納電壓應低于開關MOSFET的最大漏源電壓減去最大輸入電壓，但要高到足以能夠在很短的時間內耗散這一能量才可以。

齊納二極管的最大功率損耗為：

反激式設計資源：

為了支持反激式設計，美國國家半導體（編者注：現已被TI收購）開發了特別適合反激式應用的一系列PWM穩壓器和控制器。在其公司網站（www.power.national.com）上就可以找到典型的反激式參考設計、應用注解和在線仿真工具，可以引導設計人員很好的優化反激式電源設計。

圖6顯示了一個采用LM5000穩壓器的典型5W反激式電源，它是用WEBENCH（r） 仿真的，其輸入電壓變化范圍從10至35V，1A時的輸出電壓等于5V。該設計遵循上述過程，Coilcraft變壓器的一次側與二次側匝數比等于3，一次側電感為80μH，可確保良好的穩壓輸出電壓，最大限度地將一次側峰值電流降至1.3A以下，也使內部開關MOSFET兩端的最大電壓低于60V。80μF的一次側電感保證了二次側紋波電流峰-峰值在平均電流的30％以內，同時保持20kHz以上的右半平面零點。

圖6：采用WEBENCH在線仿真工具的典型5W反激式設計

WEBENCH是網上設計工具，用四個簡單步驟即可完成實現一個完整的開關電源設計。圖7和圖8顯示了用WEBENCH設計獲得的波特圖和開關波形。

圖7-8：輸出電壓和開關引腳的波特圖和開關波形

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