目錄

工程應用

1 如何將輸出正電壓改為負電壓？

特點

開關(guān)頻率

1 頻率提升，dcr會變小，導通損耗變小

2 開關(guān)頻率對電源效率&損耗的影響

3 開關(guān)頻率對電源EMC/EMI性能的影響

雜項

上電速度

原理

反饋控制方式

電壓模式控制

電流模式控制

遲滯控制

原理圖/layout/實際模型

調(diào)整管VT

振蕩器

輸出電壓

自舉部分（vin與bs之間接的那顆電容）

例如：

為什么下管不需要自舉？

vFB與vref的比較器采用差分放大電路

次諧波震蕩

器件

開關(guān)頻率對外圍器件尺寸/成本的影響

濾波電容

續(xù)流二極管

為什么要用快恢復管？

二極管VD1-異步

優(yōu)點

缺點

MOS管-下管-同步

導通損耗

開關(guān)損耗（驅(qū)動損耗）

優(yōu)點

缺點

電感

前沿器件

模塊電源

變壓器

紋波

電感導致的紋波：

整個后級導致的脈動值（紋波）：

濾波

工作模式

PFM-脈沖頻率調(diào)制型

優(yōu)點

缺點

調(diào)節(jié)方式：

PWM-脈沖寬度調(diào)制型

優(yōu)點

缺點

調(diào)節(jié)方式：

混合調(diào)制型

分類

軟開關(guān)

零電壓電路

零電流電路

連續(xù)與斷續(xù)模式

Fly-Buck（正激）

輕載高效

如何實現(xiàn)輕載高效？

為什么在重載時，效率可以達到80多

而在輕載（例如3.3V-10mA）時，效率卻下降很多？

開關(guān)損耗

導通損耗

例如：

輕載高效的3種模式

跳脈沖模式（psm）

突發(fā)工作模式

AAM模式

溫升

定義

評估計算法

(ploss:芯片的功率損耗)

余量

工程應用

1 如何將輸出正電壓改為負電壓？

只需要將所有的地都換成output，將output改為地

特點

效率高

導通后，正向電阻小，

雖然電流大，但管壓降很小

截至時，雖然反向電壓很大，

但電阻無窮，電流幾乎為0

體積小重量輕

因調(diào)整管的功耗小，故散熱器也可隨之減小。可以省去50 Hz 工頻變壓器

開關(guān)頻率通常為幾十千赫，故濾波電感、電容的容量均可大大減小

基本不受輸入直流電壓幅度的變化

輸出電壓只和調(diào)整管導通與截止時間的比例有關(guān)

因此，允許電網(wǎng)電壓有較大的波動

線性穩(wěn)壓電路允許電網(wǎng)電壓波動± 10%

開關(guān)型電網(wǎng)電壓為140 V 至260 V

電網(wǎng)頻率變化土4%也可正常工作

紋波和噪聲成分較大

開關(guān)狀態(tài)，將產(chǎn)生尖峰干擾和諧波信號

開關(guān)頻率

1 頻率提升，dcr會變小，導通損耗變小

開關(guān)頻率與系統(tǒng)頻率同步

來自mos的開關(guān)動作，5M以下

頻率Fs決定了電感電流紋波和輸出電壓紋波兩個核心指標

提高頻率可以降低對電感量和電容值的要求

其實質(zhì)是頻率提高，單次需要儲存的能量更少

這樣就降低了對儲能元件的要求

但頻率無限大會增加損耗

開關(guān)一次，柵極損耗（開關(guān)損耗）多一次

損耗：導通損耗，開關(guān)損耗，驅(qū)動損耗

影響了損耗，效率，發(fā)熱指標

而且過大的開關(guān)頻率會導致emi惡化

2 開關(guān)頻率對電源效率&損耗的影響

12V轉(zhuǎn)3.3V效率曲線對比

開關(guān)管頻率越高，功耗越大

3 開關(guān)頻率對電源EMC/EMI性能的影響

開關(guān)頻率越大，emi問題越嚴重

車輛CISPR25的常用頻段在400-600kHz和2MHz以上

改善emc高頻性能：加屏蔽殼，加磁珠，共模電感

sync來跳頻/抖頻，實現(xiàn)對收音機AM頻率的規(guī)避

抖頻技術(shù)(SSFM，開關(guān)斬頻技術(shù))幫助優(yōu)化電源EMI特性

通過頻率在一定范圍內(nèi)的抖動來分散噪聲信號的能量， 以達到降低噪聲峰值的目的

雜項

上電速度

速度過快，上電電流大，芯片易受沖擊

速度過慢，兩管同時導通

原理

上調(diào)整管導通時，電流從上管流入，到電感儲能

電感兩端的電壓與電流關(guān)系如圖所示

下續(xù)流管導通時,電感釋放能量，與電容持續(xù)對外供電

以具有電壓環(huán)和電流環(huán)的電流型buck為例

首先采樣輸出電壓，將其與參考電壓比較后得到Vc信號

然后將采樣得到的電感電流信號I_L與Vc信號進行比較

VC與I_L碰撞形成的控制回路過程

從而得到對應的控制信號來驅(qū)動MOS管

CLK信號來決定RS觸發(fā)器何時翻轉(zhuǎn)

周而復始實現(xiàn)主電路的能量傳遞

反饋控制方式

動態(tài)響應速度：

遲滯＞電流反饋＞電壓反饋

電壓模式控制

誤差放大器的參考信號是三角波（時鐘，反饋電壓）

僅監(jiān)控輸出的電壓，因此只要輸出電壓不變動，

就無法響應

相位補償設計需要增加超前補償、滯后補償，設計復雜

電流模式控制

誤差放大器的參考信號是電感電流（三角波，時鐘，電壓）

環(huán)路穩(wěn)定性很高，負載瞬態(tài)響應速度也快

目前電源ic的主流反饋控制方式

遲滯控制

誤差放大器的參考信號是比較器（反饋電壓）

無需相位補償，反饋環(huán)路的穩(wěn)定性高

但紋波噪聲大

一般LDO反饋常用，無后級pwm，所以這也線性的來源

原理圖/layout/實際模型

buck與ldo的差異點？

buck在EA和上管之間加了pwm來實現(xiàn)開關(guān)功能

調(diào)整管VT

導電時，調(diào)節(jié)管的發(fā)射極電位

上正下負，二極管vd被截至，電感開始充電

不導電時，三極管被截至，電感因為反電勢，

電流將在負載和二極管上繼續(xù)流通

發(fā)射極電位（二極管正向?qū)妷海?/p>

振蕩器

產(chǎn)生的三角波信號ut加在比較器的同相輸入端

使得UA直流變成ub脈沖交流

當Ut > UA 時，比較器輸出高電平，即UB =+ Uopp

當ut< UA 時，比較器輸出低電平， us = - Uopp

**三角波電路組成**

集成運放A1組成滯回比較器,A2組成積分電路。

滯回比較器的輸出加在積分電路的反相輸入端進行積分

而積分電路的輸出又接到滯回比較器的同相輸人端

控制滯回比較器輸出端的狀態(tài)發(fā)生跳變

輸出電壓

飽和管壓降UCES 以及二極管的正向?qū)妷篣D的值均很小,可忽略

所以，調(diào)節(jié)三角波的大小就可以調(diào)節(jié)占空比進而調(diào)節(jié)電壓

所以，調(diào)節(jié)ua高低可以調(diào)節(jié)占空比

自舉部分（vin與bs之間接的那顆電容）

接在輸入vin和上管的S極上，保證上管導通時，電壓始終大于vin

負周期，下管導通，自舉電容充電，充電時間為Toff，上vcc下0

正周期，自舉電容電壓不能突變，所以下為VCC，上面的電壓就成了vin+下管導

通時充電的電壓，電壓被舉起來，vgs大于vgs（th）

此時自舉電容向內(nèi)部電路進行放電 ，放電時間為Ton

例如：

vin為12v，要保持導通，

上管G極必須保持15V的電壓，

因為下管S極已經(jīng)12V，加上上管G極二極管3V導通電壓

為什么下管不需要自舉？

下管導通容易，gs的s接地，容易滿足gs＞gs（th）

vFB與vref的比較器采用差分放大電路

輸入阻抗大（幾兆Ω到十幾兆Ω），小反饋信號也能立刻響應

因為高阻抗點，示波器探頭通常設置1MΩ的阻抗匹配

并保證探頭周邊沒有臨近的干擾源

同樣的，因為是高阻抗點，

即使外部有較小的信號干擾也會很容易被FB引腳所接收

因此在測試前應佩戴靜電手環(huán)并禁止手指觸碰FB引腳走線

并保證采用如圖所示的最小環(huán)路法可以顯著較小噪聲的影響

差分放大電路還具有消除零點漂移，抑制共模干擾和增強差模增益的作用

次諧波震蕩

系統(tǒng)受到干擾后的振蕩，使得原本有序的PWM開關(guān)波形產(chǎn)生震蕩 ，使得原本有序

的PWM開關(guān)波形產(chǎn)生震蕩

粉紅色回路通過斜坡補償技術(shù)解決次諧波問題

器件

開關(guān)頻率對外圍器件尺寸/成本的影響

濾波電容

由公式可以得出，小電容濾高頻

續(xù)流二極管

開關(guān)管關(guān)斷，電感能量沒有回路釋放

瞬間的di/dt ，產(chǎn)生很大的電壓尖峰

也叫瞬態(tài)抑制二極管，保護核心功放，

提供了泄放到地的路徑，防止輸出短路燒毀

在上下mos管后級，并聯(lián)，防止負載短路沖擊，保護前級電路

為什么要用快恢復管？

普通二極管雖然低頻可以保證單向?qū)?/p>

但高頻不能夠

外加肖特基二極管可以防止同時導通情況下，負載無法連續(xù) 供電

減小因為寄生二極管響應速度太慢導致的紋波

所以有低導通電阻、反向恢復時間短

但不適合高壓場合，反向電壓低

漏電流大的話，還影響效率

二極管VD1-異步

整流二極管（異步整流）

二極管特性，0.3V的壓降會消耗過多的功率

例子：

優(yōu)點

可靠性好，不會因為上下管直通后，

電流過大燒壞mos管

缺點

因為正向?qū)妷捍螅墓β蚀?/p>

MOS管-下管-同步

導通損耗

所以同步管的導通電阻要小

開關(guān)損耗（驅(qū)動損耗）

柵極電流對柵極電容充放電導致

選擇小的柵源極壓降、開關(guān)管的柵極電荷

假如輸出電流的需求大于5A，需要將下管mos外置

優(yōu)點

導通電阻小（mos管的RDS(ON)-毫歐級別，遠小于二極管的導通電阻）

可以在內(nèi)部有mos的情況下，外部再并聯(lián)兩個mos

分區(qū) 開關(guān)電源 的第 12 頁

可以在內(nèi)部有mos的情況下，外部再并聯(lián)兩個mos

進一步減少rdson

壓降低，消耗功率小

缺點

需要額外添加控制電路

電感

關(guān)注直流電阻（dcr），使直流阻抗最小，減小銅損

（鐵損：鐵心的損耗，空載損耗 銅損：線圈的損耗，負載損耗）

開關(guān)電源為了提高效率一般采用DCR比較小的電感，繞電感的線越粗DCR越小。

由公式可知，感值越大，電流紋波越小

輸入和輸出的電壓值相差越小，所需電感值越小

但電感值過大會導致動態(tài)性能差，反饋響應慢

前沿器件

模塊電源

目前模塊電源主流頻率提高到3到4MHz水平

變壓器

去除傳統(tǒng)的變壓器骨架和銅線

利用PCB多層線圈減小為薄型平面變壓器設計

適用在較高頻的領(lǐng)域，僅利用PCB線圈或者PCB寄生電感就可完成功率傳輸

若對體積沒要求， 高頻電感還可以可以省去磁芯 ，做空心電感來節(jié)約成本

紋波

電感導致的紋波：

電感電流的紋波一般在40%

選取esr小的電容會明顯減小輸出紋波

整個后級導致的脈動值（紋波）：

最終輸出電壓

濾波

吸收式

磁珠與電容組合，開關(guān)特性不如反射式，偏軟

反射式

因為L的電阻低，阻抗匹配考慮，選擇電感靠近阻抗低的一端

工作模式

PFM-脈沖頻率調(diào)制型

優(yōu)點

適合輕載電流場景

功耗相對較低

調(diào)節(jié)開關(guān)頻率，輸出電壓超過設置電壓，輸出將關(guān)斷

缺點

輸出紋波大，響應速度慢，因為頻率低

但輕載效率高，功耗小，不適合CCM模式

價格貴，因為配套濾波困難（諧波頻譜太寬）

調(diào)節(jié)方式：

調(diào)節(jié)開關(guān)周期時間

當增加負載時，振蕩量遞減，最后變?yōu)镻WM模式

開通一定，關(guān)斷不一定

分區(qū) 開關(guān)電源 的第 14 頁

開通一定，關(guān)斷不一定

PWM-脈沖寬度調(diào)制型

優(yōu)點

噪聲易于過濾

不會長時間關(guān)斷，所以響應速度快，效率高

缺點

開關(guān)損耗影響效率

輕載效率差，需要提供假負載

調(diào)節(jié)方式：

調(diào)節(jié)周期內(nèi)的導通時間

混合調(diào)制型

分類

按是否使用工頻變壓器

低壓開關(guān)穩(wěn)壓電路:

即50 Hz 電網(wǎng)電壓先經(jīng)工頻變壓器轉(zhuǎn)換成較低電壓后再進入開關(guān)型穩(wěn)壓電路、

高壓開關(guān)穩(wěn)壓電路：

不用工頻變壓器，采用高壓大功率三極管

直接將220 V 交流電網(wǎng)電壓進行整流

濾波，然后再進行穩(wěn)壓

按激勵的方式

自激

他激

按調(diào)整管的種類

雙極型三極管

MOS 管

晶閘管

軟開關(guān)

首先是硬開關(guān)，電壓與電流會有交疊部分，造成損耗

增加了小電感、電容等諧振元件后，電壓/電流波形不交疊

稱為軟開關(guān)。

電壓或電流為正弦半波，因此稱之為準諧振

零電壓電路

開通前其兩端電壓為零，不會產(chǎn)生噪聲

關(guān)斷時，并聯(lián)電容延緩關(guān)斷后電壓上升的速率

零電流電路

關(guān)斷前其電流為零

開通時，串聯(lián)電感能延緩開通后電流上升的速率

連續(xù)與斷續(xù)模式

ccm

dcm

電感體積可以做小

存在電感電流為0的時刻

跳頻時輸出電壓紋波太大

Fly-Buck（正激）

buck派生-隔離式輸出穩(wěn)壓，只能降壓

將電感改成四線耦合電感，將一路電路輸出換成多路輸出

單向勵磁

為防止原邊關(guān)斷，瞬間的電流耦合到副邊，造成VD2損壞

增加一個磁通復位電路

D3與N3組合可泄放多余磁能

輕載高效

如何實現(xiàn)輕載高效？

降低導通損耗

降低dcr和ecr

降低鐵損和銅損

降低工作頻率

為什么在重載時，效率可以達到80多

而在輕載（例如3.3V-10mA）時，效率卻下降很多？

開關(guān)損耗和導通損耗兩個因素影響著效率

開關(guān)損耗

輕載時,開關(guān)損耗幾乎不變,由于輸出功率較低，

IC的效率就會比重載時低很多

導通損耗

重載時,導通損耗是影響效率的主要因素

例如：

貨車司機運貨掙錢

滿載拉貨，一趟可以賺很多

空車跑，司機進過收費站（開關(guān)損耗）還要自掏過路費

收費站越多，錢虧的越多

所以為了不虧錢，就必須少進收費站

輕載高效的3種模式

跳脈沖模式（psm）

紋波小，效率較差，瞬態(tài)響應好

即在輸出重載時,以連續(xù)模式(CCM)工作

當負載電流降低,電源將進入斷續(xù)模式(DCM)工作

也即VGS的占空比變小，il電感電流不再連續(xù)

直到上管的開通時間達到最小導通時間，才導通上管

若負載繼續(xù)降低，控制器將直接屏蔽一些開關(guān)脈沖，如紅虛框所示

例如： 運貨少過收費站，節(jié)約成本

突發(fā)工作模式

當輸出負載電流降低到一定的值,系統(tǒng)進入輕載模式，

上下管長時間停止工作（關(guān)閉），由輸出電容維持輸出

電容放電過程中，輸出電壓會下降，經(jīng)過較長一段時間

vc上升到VH時，進入開關(guān)模式，重新打開上下管

如上圖，輸出電容在快速導通關(guān)斷過程中會產(chǎn)生較大的紋波,且瞬態(tài)響應較差

例如：

運貨不過收費站，走野路

由于路遠（瞬態(tài)響應差）且不平坦（紋波較大）

意外風險大（芯片不工作）

AAM模式

對比突發(fā)模式，在sr觸發(fā)器的s前端增加了紅框所示的運放

當Vcomp直流分量小于VAAM時，電源進入輕載模式

如圖First所示，當Vcomp波動,其值大于VAAM，并且時鐘信號開通,

上管開通

如圖Second所示，當電感電流達到Vcomp時

上管關(guān)閉，下管導通

如圖Third所示，直到電感電流降為0，下管關(guān)閉，完成一次開關(guān)周期

輸出輕載時,一般工作在PFM (pulse-frequency modulation)模式

輸出重載時,工作在PWM (pulse-width modulation)模式

溫升

編輯說明非同步是肖特基外置

雖然集成同步結(jié)構(gòu)的整體效率高一些

但是其芯片包含的損耗部分更多一些

所以單體芯片的發(fā)熱相對于非同步要多一些

定義

分區(qū) 開關(guān)電源 的第 20 頁

JA的作用在于比較不同廠家芯片的相對熱性能

JC的作用是比較芯片在安裝散熱片時的熱性能

評估計算法

(ploss:芯片的功率損耗)

測試計算法（更準確）

tc獲取

余量

審核編輯 黃昊宇