今天，永磁電機，也稱為直流無刷電機，應用廣泛，與其他電機相比，可提供更高的每立方英寸扭矩能力和更高的動態性能。迄今為止，硅基功率器件一直在逆變器電子產品中占據主導地位，但今天，它們的性能已接近理論極限。1,2 對更高功率密度的需求日益增加。氮化鎵晶體管和 IC 具有滿足這些需求的最佳屬性。

GaN 卓越的開關行為有助于消除死區時間并增加 PWM 頻率，以獲得無與倫比的正弦電壓和電流波形，從而以更高的系統效率實現更平穩、更安靜的運行。功率密度隨著輸入濾波器中的電解電容器替換為更小、更便宜且更可靠的陶瓷電容器而增加。

兩電平逆變器拓撲和電機控制基礎

兩電平、三相逆變器拓撲如圖 1所示 。

圖1：直流無刷電機系統

給定機械負載的特定要求和工作點，數字控制器確定適當的頻率、電壓幅度和功率方向。功率可以在直流電源和機械系統之間雙向流動。在制動的情況下，必須控制操作以避免直流母線軌中出現危險的過電壓，尤其是當輸入電容器組由對過電壓極其敏感的電解電容器制成時。3

硅逆變器限制

逆變器功耗由傳導損耗和開關損耗組成。傳導損耗與開關的 R DS( on)成正比。降低溝道電阻有助于降低傳導損耗，但會增加開關損耗。傳導損耗和開關損耗之間的關系取決于具體的技術。

直流和電池供電的電機驅動應用的直流總線電壓范圍為 24 V DC 至 96 V DC。對于硅 MOSFET，PWM 頻率保持在 40 kHz 以下，死區時間保持在 200 ns 至 500 ns 的范圍內。低 PWM 頻率有助于避免 Si MOSFET 的高開關損耗代價。

圖 2：電池電纜是 EMI 的來源，需要在逆變器輸入端插入 LC 濾波器。

LC濾波器耗散

圖 2 顯示了與電機集成并通過電纜連接到電池的逆變器。低 PWM 頻率硅逆變器在電池電纜上的電壓和電流中產生紋波，成為 EMI 源。必須在逆變器和電池電纜之間插入 LC 濾波器以減少干擾。LC 濾波器耗散降低了逆變器和整個系統的效率。

轉矩六次諧波耗散

對于硅器件，必要的死區時間負責產生扭矩中電頻率的六次諧波;這種偶次諧波降低了電機效率，同時增加了傳遞到負載和繞組溫度的振動。

氮化鎵優勢

GaN 器件，例如來自 Efficient Power Conversion (EPC) 的器件，開關損耗較低，并且沒有體二極管 pn 結，因此在硬開關操作中沒有相關的反向恢復。這兩個因素相結合有助于消除死區時間并將 PWM 頻率增加到可以用陶瓷電容器代替輸入濾波器的程度。優點是使用更小更輕的逆變器可以更安靜地運行。電機在較低溫度下運行更平穩，效率更高。陶瓷電容器的使用降低了成本并提高了系統可靠性。

在硬開關中，必須考慮器件反向電容 (C RSS ) 特性、其線性度和比率 (C RSSslow /C RSShigh )。C RSS 在開關過程中起主要作用，觀察到的漏極和源極之間的dV DS /dt 與 C RSS成反比， 并與米勒平臺期間流入柵極的 I柵極 電流成正比。4

柵極驅動是通過電阻器向開關的柵極施加電壓來完成的。如果 C RSSlow /C RSShigh 的 值過高，則：

開啟事件開始時開關速度過快，導致 dV/dt 過高。

開關在開啟事件結束時太慢，導致尾部效應和更高的功耗。

在 圖 3 和 圖4 中，顯示了 來自 EPC 的 100-V MOSFET 和 100-V eGaN FET的 C RSS與電壓的關系曲線。eGaN 器件的換向波形更平滑，因為 C RSS 曲線比 MOSFET 更線性。

圖 3：硅 — 100V MOSFET (BSC027N10NS5) 的 C RSSlow /C RSShigh = 1,500 pF/35 pF = 43。

圖 4：GaN — EPC 100-V eGaN FET，EPC2022，C RSSlow /C RSShigh = 300 pF/6 pF = 50。

體二極管反向恢復

當半橋中的 MOSFET 針對其互補開關的體二極管導通時，它必須處理反向恢復電流，該電流取決于負載電流和導通 di/dt。5 通常的做法是減慢導通事件以降低 di/dt 并降低反向恢復電流;然而，這需要增加可應用于半橋的最小死區時間。

GaN FET 可實現可重復且平滑的 dV/dt，從而減少死區時間。

死區消除效果

當 在逆變器中使用分立的 eGaN FET 或 GaN ePower 級 IC 6時，死區時間可以減少到幾十納秒，從而可以將平滑的電壓波形施加到電機端子上。 圖 5 和 圖6 顯示了兩個不同死區時間值之間調制電壓和相電流的差異。消除死區時間可以提高所施加正弦電壓的質量(就總諧波失真而言)，這反過來又反映在相電流失真、振動和電機產生的噪聲的減少上。

圖 5：20 kHz 時的電壓調制和相電流，死區時間為 500 ns

圖 6：20 kHz 時的電壓調制和相電流，死區時間為 14 ns

死區時間插入導致每個電氣周期總共六個不連續性，這些不連續性表現為施加到電機的扭矩中的六次諧波。扭矩信號譜的比較 如圖7 和 圖8所示。使用 GaN 逆變器，施加的扭矩更平滑，電機效率更高，因為所有電流都轉換為施加到負載的扭矩。

圖 7：500 ns 死區時間對扭矩信號的影響;電頻率為 27 Hz，可見六次諧波。扭矩信號從扭矩傳感器獲得。

圖 8：14 ns 死區時間對扭矩信號的影響;電頻率為 27 Hz，轉矩六次諧波為零。

PWM頻率提升效果

GaN 逆變器可以輕松地在 100 kHz PWM 頻率下運行。輸入電壓紋波是逆變器輸出峰值電流、輸入電容值和 PWM 開關頻率的函數：6

如果 PWM 頻率從 20 kHz 增加到 100 kHz，輸入電容可以減少至少 5 倍，以保持相同的輸入電壓紋波。

輸入電流紋波與 PWM 頻率成反比。在 PWM 周期中，此公式適用：

增加 PWM 頻率具有降低輸入電流紋波和輸入電壓紋波的雙重效果。

對于低 PWM 頻率 (20 kHz)，所需的輸入電容由極化電容器 - 電解或鉭制成。電解電容器限制了它們可以支持的 RMS 電流量。鉭電容很貴。

當 PWM 頻率增加時，所需的最小電容會降低，從而允許使用陶瓷電容器。陶瓷電容器在 100 和 200 kHz 之間的范圍內表現出較低的串聯阻抗，溫度更穩定，并且更可靠。結果是一個更緊湊和更可靠的逆變器，給定相同的功率耗散和功率輸出。

圖 9 和 圖10 顯示了比較由傳統逆變器和 GaN 逆變器組成的兩種不同設置時輸入電流、輸入電壓和輸出電流的紋波。

兩種設置都以 36V直流 電池電壓和 5A RMS 相電流運行電動自行車電機。輸入電壓和電流紋波相似，因此預期傳導 EMI 相同。在 GaN 100-kHz 解決方案中，輸出電流紋波降低，電機中的電流具有更好的正弦形狀。

圖 9：具有 LC 輸入濾波器的傳統逆變器，PWM = 20 kHz，DT = 500 ns，L = 6 μH，C = 2× 330-μF 電解電容器;U 相電流 = 500 mA/div，輸入電壓 = 200 mV/div，輸入電流 = 200 mA/div，50 μs/div 縮放時間刻度

圖 10：在 PWM = 100 kHz、DT = 21 ns 和 C = 2× 22-μF 陶瓷時不帶輸入濾波器的 GaN 逆變器;U 相電流 = 500 mA/div，輸入電壓 = 200 mV/div，輸入電流 = 200 mA/div，10 μs/div 縮放時間刻度

系統效率

當 使用功率計系統比較圖 9 和 圖10的兩種設置時， 運行在 100 kHz 的 GaN 逆變器顯示出比以低 PWM 頻率運行并帶有輸入 LC 濾波器的傳統逆變器更高的總系統效率。

表 1：基于 Si 和 GaN 逆變器的系統的效率比較。扭矩和速度是用傳感器測量的。

表 1 顯示，通過從基于硅的 20-kHz 逆變器轉向基于幾乎沒有死區時間的基于 GaN 的 100-kHz 逆變器，輸入濾波器的尺寸、重量和成本都減小了，并且總系統效率在具體操作點提高了6.5個點。

用于電機應用的 GaN 器件

圖 11 顯示了電機驅動應用中最常用的 GaN 器件。右側的最后一個設備是完全集成的 ePower 級 IC，額定電壓為 80 V。

圖 11：用于電機驅動應用的 EPC GaN FET、單片半橋和 ePower 級 IC

概括

直流和電池供電的電機應用正在從傳統的 Si MOSFET 和低 PWM 頻率逆變器轉向基于 GaN 的高 PWM 頻率逆變器。優點是系統效率更高，無需電解電容和輸入電感。

審核編輯：湯梓紅