多波段雷達(dá)和電子戰(zhàn) （EW） 應(yīng)用對寬帶、高動態(tài)范圍、敏捷頻譜監(jiān)測具有很高的價值。越來越高的采樣速率數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器允許對無線電前端進(jìn)行架構(gòu)更改，從而縮小尺寸、重量、功耗和成本（SWaP-C），保持性能，并向軟件可編程通用硬件發(fā)展。我們將解釋使這個寬帶軟件定義無線電時代有望改變電子戰(zhàn)和多頻段雷達(dá)架構(gòu)的技術(shù)進(jìn)步。

討論遵循一系列頻率規(guī)劃數(shù)據(jù)，這些數(shù)字顯示了先進(jìn)的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器技術(shù)所支持的改進(jìn)寬帶頻譜掃描方法的進(jìn)展。該示例是 500 MHz 至 18+ GHz EW 數(shù)字接收器。注釋圖顯示了給定方法為什么需要頻率規(guī)劃，以及什么允許在保持動態(tài)范圍的同時連續(xù)改進(jìn)SWaP-C和靈活性。在改進(jìn)方案的過程中，您將看到接收器RF圖像變得更容易尋址，從而實現(xiàn)軟件定義的靈活性。對可調(diào)諧預(yù)選以殺死多音IMD2的需求不會隨著該方法而改變，即使直接采樣變得越來越廣泛，未來仍將是關(guān)鍵需求。

昔日的光譜傳感

不久前，業(yè)界領(lǐng)先的數(shù)字接收器采用AD9467等數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器，在高動態(tài)范圍內(nèi)覆蓋高達(dá)幾百M(fèi)Hz的瞬時帶寬（iBW）。它們以遠(yuǎn)低于1 GSPS的速度采樣，帶寬以直流（零中頻，也稱為ZIF）為中心或以中頻偏移（射頻直接采樣）為中心。ZIF需要IQ調(diào)制器和解調(diào)器以及正交糾錯（QEC）來實現(xiàn)鏡像抑制。1,2雷達(dá)和電子戰(zhàn)應(yīng)用通常需要寬iBW和高鏡像抑制。由于iBW超過幾百M(fèi)Hz，因此很難實現(xiàn)實現(xiàn)可接受的鏡像抑制的QEC，而按照當(dāng)今的電子戰(zhàn)和雷達(dá)標(biāo)準(zhǔn)，iBW的要求不高。這就是為什么高性能、高帶寬的多頻段雷達(dá)和電子戰(zhàn)更喜歡在第一和第二奈奎斯特區(qū)對寬iBW進(jìn)行后一種RF直接采樣。

為了覆蓋奈奎斯特區(qū)以外的頻譜，RF調(diào)諧器使用掃描本振（LO）混頻器將iBW滑動塊的頻率轉(zhuǎn)換為與數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器直接采樣區(qū)匹配的固定IF。圖1是饋入低采樣速率數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的典型雙頻轉(zhuǎn)換低中頻接收器的框圖。這些接收器具有高動態(tài)范圍。

圖1.用于低中頻數(shù)字接收器的雙混頻器頻率轉(zhuǎn)換。

圖2是使用圖1中的低IF方案采用的頻率規(guī)劃。與數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器一樣，RF調(diào)諧器需要高RF鏡像抑制，以避免信號模糊、雜散和噪聲。單RF混頻調(diào)諧器方法（紅色x）不符合鏡像抑制要求，因為IF頻率太低，無法在所需頻段（綠色）和鏡像頻段（紅色）之間留出足夠的間距。分離不充分使得所需的RF輸入濾波器無法（或不切實際，即太大和/或昂貴）。因此，采用雙混頻器兩級頻率轉(zhuǎn)換，通常稱為超外差接收器。輸入RF的頻率轉(zhuǎn)換為中高IF，比最終的直接采樣IF高幾GHz。高中頻經(jīng)過RF濾波，頻率再次轉(zhuǎn)換到最終IF，在那里直接采樣。這種方法允許現(xiàn)實的高性能RF濾波器滿足鏡像抑制要求。這些RF濾波器在SWaP-C帕累托系統(tǒng)中處于較高位置。

需要RF預(yù)選器濾波（圖2，黃色）來緩解多阻斷因子引起的IMD2雜散（即F2 ? F1和F2 + F1）。IMD2 緩解的要求與圖像問題無關(guān)，但前端過濾通常可以同時解決這兩個問題。

圖2.使用窄帶超外差調(diào)諧的舊光譜掃描。

當(dāng)今光譜傳感 （MxFE）

今天的寬帶光譜傳感方法在過去的日子里得到了改進(jìn)。得益于ADI公司的混合信號前端（MxFE），ADC采樣速率足夠高，您可以在前面提到的第一個混頻器之后對中間高IF進(jìn)行直接采樣。因此，在當(dāng)今采用MxFE的寬帶接收器中，RF調(diào)諧器通常不需要雙混頻器級。第二個奈奎斯特IF直接采樣的頻率足夠高，允許所需輸入RF頻段和圖像頻段的足夠頻率間隔，以便可實現(xiàn)的RF濾波器可以完成這項工作。圖3顯示了當(dāng)今的單混頻器方法，頻率規(guī)劃如圖4所示。?

圖4.當(dāng)今的頻譜掃描方法，將寬帶單混頻器調(diào)諧到6 GSPS ADC的MxFE采樣中?；祛l器低邊帶翻轉(zhuǎn)為直接采樣帶，并使用LO進(jìn)行掃描。

如今，SWaP-C 的最大節(jié)省來自于消除了混頻器、RF 放大器、濾波器和其他組件的整個頻率轉(zhuǎn)換級。當(dāng)今更高IF能力的另一個SWaP-C優(yōu)勢是，直接采樣現(xiàn)在可以覆蓋大部分LF至5.5 GHz。因此，您并不總是需要一個覆蓋低至 2 GHz 的 RF 調(diào)諧器。在很多情況下，您可以使用 5 GHz 至 18 GHz RF 調(diào)諧器。將調(diào)諧器的下限從2 GHz轉(zhuǎn)移到5.5 GHz似乎很小，但意義重大，因為它簡化了濾波、頻率規(guī)劃和所需的LO范圍。需要注意的是，您仍然需要弄清楚如何彌補(bǔ)第一和第二奈奎斯特之間的差距，在6 GSPS ADC中，奈奎斯特大約為2.7 GHz至3.3 GHz。另一個考慮因素是需要開關(guān)或可調(diào)諧ADC抗混疊RF濾波器，以便在第一和第二奈奎斯特操作之間切換。

RF濾波器在系統(tǒng)SWaP-C帕累托中保持較高電平，因為它們：

高性能，需要低IL、平通帶和陡峭的剔除裙

大型，在氧化鋁等高 Q 陶瓷上使用分布平面幾何形狀

仍然需要很多

仍然需要亞倍頻程RF預(yù)選器，但要求可能會放寬，允許不太激進(jìn)的濾波。好處是直接信號鏈不使用RF混頻器，這應(yīng)該可以提高IP2。

總結(jié)一下當(dāng)今的方案，高中頻下的寬帶奈奎斯特采樣通過消除整個RF混頻器級來改善SWaP-C和iBW。然而，它仍然需要大量分立式MMIC排列在特定應(yīng)用產(chǎn)品線中，以及大量的高Q值平面濾波器和結(jié)構(gòu)。因此，仍然需要昂貴、復(fù)雜的調(diào)諧器來驅(qū)動痛苦的SWaP-C交易（見圖8）。SWaP-C仍在尋求變革性的飛躍，它即將到來。

近期的光譜傳感

展望未來，更高的采樣速率數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器將使我們越過臨界點，以最小的SWaP-C獲得完全軟件定義的寬帶無線電。如今，許多公司已經(jīng)銷售了10GHz的高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器，但買家要注意：密切關(guān)注多阻塞器動態(tài)范圍。為了使高RF直接采樣數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器能夠轉(zhuǎn)換雷達(dá)和電子戰(zhàn)，必須保持其窄帶前代產(chǎn)品的出色動態(tài)范圍。隨著采樣率和iBW的提高，保持出色的噪聲和線性度（即動態(tài)范圍）是困難的，并且依賴于無數(shù)的架構(gòu)考慮因素。這就是ADI與競爭對手的不同之處。

下一代更高采樣速率的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器將允許對前面提到的當(dāng)今MxFE方案進(jìn)行許多架構(gòu)改進(jìn)。我們認(rèn)為以下三個因素最為重要：

直接RF采樣更高的IF，將所需波段和鏡像帶分開得足夠遠(yuǎn)，從而使用Q值較低的可調(diào)諧MMIC濾波器就足夠了。在第二奈奎斯特中引導(dǎo)采樣的 MxFE 能力最高約為 6 GHz。 ADI公司的下一代高速數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器將顯著擴(kuò)展這一覆蓋范圍，由此帶來巨大的收益。3

現(xiàn)在，您終于消除了平面高Q值陶瓷濾波器，這節(jié)省了大量的SWaP-C。

RF濾波器從固定（每個用例都有一組自定義濾波器）到可調(diào)諧。這意味著可以通過軟件對單寬帶硬件配置進(jìn)行編程，以優(yōu)化許多用例中許多客戶頻率方案的正確性能交易。

從低頻到毫米波 （mmW） 的直接射頻采樣，奈奎斯特間隙除外。在這個直接采樣區(qū)，您一邊進(jìn)行數(shù)字調(diào)諧，一邊引導(dǎo)RF可調(diào)諧濾波器敲低IMD2誘導(dǎo)阻塞信號。雷達(dá)中常見的非連續(xù)多頻段系統(tǒng)可能會消除RF混頻器并避免奈奎斯特區(qū)之間的間隙。在這種情況下，框圖進(jìn)一步簡化到圖5所示，直接RF采樣雷達(dá)和數(shù)字波束成形起飛。需要連續(xù)頻譜覆蓋的系統(tǒng)（在電子戰(zhàn)中很常見）仍然需要一個RF混頻器級來覆蓋第一和第二奈奎斯特區(qū)之間的間隙，因此框圖看起來更像圖3。盡管如此，由于前面提到的原因，SWaP-C的減少還是實現(xiàn)了。

廣泛的片上可編程數(shù)字信號處理（DSP）功能，可處理高速寬帶數(shù)據(jù)流。4,5負(fù)責(zé)處理數(shù)字轉(zhuǎn)換器數(shù)據(jù)有效負(fù)載的下游FPGA是系統(tǒng)中尺寸、功耗和成本最差的瓶頸。在數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器芯片上實現(xiàn)多樣化、靈活的DSP可以提高能效，并釋放外部FPGA資源用于更高級別的任務(wù)特定算法，或者允許更小、更便宜、更冷的FPGA類別。

圖5.直接射頻采樣數(shù)字接收器。

為了說明頻率規(guī)劃的優(yōu)勢，圖6和圖7顯示了一種EW方案，可提供高達(dá)44 GHz的連續(xù)頻譜覆蓋，ADC的時鐘頻率為18 GSPS。第一個奈奎斯特射頻直接采樣覆蓋低頻 - 8 GHz。奈奎斯特間隙為8 GHz至10 GHz，第二次奈奎斯特RF直接采樣覆蓋10 GHz至16 GHz。RF調(diào)諧器通過將7 GHz至11 GHz翻轉(zhuǎn)為2 GHz至6 GHz的IF，覆蓋奈奎斯特間隙和頻帶重疊?；祛l器的輸入端需要可調(diào)諧帶通。LPF 拒絕映像，HPF 拒絕 IF 饋通。

圖6.明天的光譜掃描覆蓋了奈奎斯特1號和奈奎斯特2號之間的間隙。

RF調(diào)諧器還覆蓋ADC RF直接采樣范圍之外的更高頻率，如圖7所示。在本例中，10 GHz至14 GHz的高IF采樣將鏡像帶推得足夠遠(yuǎn)，以便較低Q MMIC可調(diào)諧濾波能夠?qū)崿F(xiàn)所需的鏡像抑制。從信號鏈中消除了高SWaP-C固定濾波。

圖7.明天的光譜掃描使用調(diào)諧器覆蓋毫米波。

使用RF調(diào)諧器的另一個優(yōu)點是增加了靈活性。您嘗試引導(dǎo)采樣的頻率越高，ADC的噪聲和線性度可能會降低，或者您可能更喜歡某些沒有HD2和/或HD3的ADC頻率區(qū)域。如果與直接RF采樣相比，使用RF調(diào)諧器可以獲得更好的性能，則運(yùn)行時軟件決策可以即時切換模式。

盡管頻率規(guī)劃和濾波有所簡化，但對預(yù)選亞倍頻程濾波的需求將一直延續(xù)到未來，并且只能通過對數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器和RF調(diào)理路徑的IP2改進(jìn)來提供幫助。例如，寬帶RF放大器繼續(xù)提高IP2性能，并將從幾百M(fèi)Hz到20 GHz接近OIP2 = 50 dBm。

尺寸比較

我們可以期望在明天的接收器前端實現(xiàn)什么尺寸優(yōu)勢？我們估計典型的接收器射頻鏈從今天的名片大小到明天的郵票。這減少了 90% 的尺寸。

為了達(dá)到這個尺寸斷言，我們對典型接收器所需的元件面積求和，并添加50%至65%的元件填充因子，以考慮無源元件、走線、壁和擋板。我們對下一代接收器前端也做了同樣的事情，它將芯片上的所有功能模塊集成到集成的下變頻器中。每個混頻器的可調(diào)諧LO相同。假設(shè)如表 1、表 2 和表 3 所示。

圖8.

AD9082

MxFE的2 GHz至18 GHz高中頻接收調(diào)諧器示例。對許多高Q值平面RF濾波器（灰色）的需求增加了復(fù)雜性、尺寸和成本。子八度預(yù)選顯示在紅色框中。如右圖所示，未來的SDR芯片組尺寸預(yù)計不會大于郵票。

結(jié)論

隨著ADI公司的高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器奈奎斯特采樣速率和iBW在保持領(lǐng)先動態(tài)范圍的同時不斷提升，頻率規(guī)劃的優(yōu)勢可實現(xiàn)融合、簡化的RF前端架構(gòu)。過去，采用亞倍頻程RF濾波和增益控制的高性能集成頻率轉(zhuǎn)換IC很難確定，因為每個人的用例、頻率計劃和由此產(chǎn)生的RF/IF濾波都不同。事情即將發(fā)生巨大變化。

新型單片無線電調(diào)諧器將采用原生寬帶，具有片上自適應(yīng)RF濾波功能和AGC。寬帶調(diào)諧的龐大、分散的應(yīng)用領(lǐng)域?qū)R聚到特定于應(yīng)用的自適應(yīng)軟件環(huán)路中的通用硬件模塊。隨著特定于應(yīng)用的優(yōu)勢從獨(dú)特的硬件轉(zhuǎn)向通用靈活硬件平臺上的差異化軟件算法，系統(tǒng)開發(fā)人員實現(xiàn)了上市時間和成本效益。所有這些都在縮小SWaP-C。

審核編輯：郭婷