用于壓控振蕩器(VCO)的低噪聲調諧二極管

幾乎所有的射頻振蕩器都是電壓控制的。主要的單邊帶噪聲來自晶體管的固有噪聲源和調諧二極管的噪聲。已公布的晶體管閃爍噪聲指數（AF）和閃爍噪聲系數（KF）值通常是在μV射頻水平和正常直流工作條件下確定的。由于振蕩器中的射頻水平要高得多，在電路分析中必須考慮這一點。

由于數字應用的要求，大多數半導體公司改變了調諧二極管的生產工藝，其結果是振蕩器相位噪聲惡化。另外，沒有一家二極管制造商規定振蕩器的相位噪聲，因為有太多的振蕩器電路的變化。

為了開發和鑒定低噪聲調諧二極管，有必要描述適當的振蕩器，分析其關鍵的半導體元件，最后將調諧二極管與固定電容器的理想情況進行比較。

三電抗振蕩器的分析

圖1顯示了一個振蕩器的一般電路。這通常被稱為Colpitts振蕩器1。它有一個電容分壓器、Z1和Z2、以及一個電感Z3。它的相位噪聲可以用微波仿真器確定。然而，通過這些程序，不可能區分出對輸出信號的各個噪聲貢獻。因此，這里提出了對振蕩器電路方程的直接分析。有源器件是一個三端器件，通常是一個晶體管2。

圖1使用放大器模型的通用振蕩器電路。ZL是負載。

圖2Colpitts振蕩器的基極引線電感Lp以及封裝電容Cp。3, p.132

圖2顯示了Colpitts振蕩器，包括引線和封裝寄生電容。在實踐中，調諧電路的損耗部分是電感。Rs1是諧振器的損耗。將Colpitts振蕩器的輸入阻抗ZIN（圖1）拆分為實部和虛部，得到：

其中：

RN：不含引線電感和封裝電容的負電阻

RNEQ：帶基極引線電感和封裝電容的負電阻

CEQ：帶基極引線電感和封裝電容的等效電容。

所示方法是基于單口振蕩器的結構。3,4,5 ZIN的負實部補償了平行調諧電路的電阻損耗。

方程（1b）可以解出CEQ，見方程（2a），虛部。補償調諧電路損耗所需的電阻ZIN,package的"噪聲"負實部的精確計算由以下公式給出：

左邊部分是"噪聲"輸入電阻的負值部分。本征值RN是：

這是一個嘈雜的電子產生的負電阻。它結合了所有內部噪聲源，在振蕩器載波頻率上進行調制。

Leeson的經驗相位噪聲模型

E.J.Baghdady等人6首先給出了相位噪聲的定義。單邊帶相位噪聲方程式（3）是David Leeson7、Scherer和Rohde8給出的。Scherer是第一個將閃爍效應引入Leeson方程的人，Rohde是第一個加入AM-PM（VCO，方程中的最后一項）轉換效應的人，該效應由有源器件的非線性電容引起。

Leeson的完整相位噪聲方程由以下公式給出：

其中：

￡(fm)=1Hz帶寬內fm的邊帶功率與總功率之比，單位為dB

fm=頻率偏移，或調制頻率

f0=中心頻率

fc=閃爍角頻率

QL=調諧電路的負載Q，應是無負載諧振器Q0的一半（功率匹配）

F=大信號噪聲系數

kT=4.1×10-21，在300K（室溫）下

Psav=振蕩器輸出的平均功率

R=調諧二極管的等效噪聲電阻（通常為200Ω至10kΩ]。

K0=振蕩器電壓增益

k=玻爾茲曼常數。

方程（3）的圖形顯示在圖3中。問題是必要的數據，如輸出功率、大信號噪聲系數、加載的Q值和閃爍噪聲，都不是預先知道的。另一個問題是，它沒有提供半導體器件的實際噪聲貢獻。下面顯示，VCO中調諧二極管的相位噪聲貢獻是關鍵部分，而不是晶體管本身。固定頻率振蕩器是最好的相位噪聲例子。

圖3振蕩器相位噪聲的等效反饋模型。3,8

根據fc和f0/2QL之間的關系，有兩種情況值得關注。對于低Q值的情況，頻譜相位噪聲不受諧振器Q值的影響，但￡(fm)譜密度將顯示在靠近載波的地方有1/f3和

審核編輯：湯梓紅