電子戰（EW）接收機必須在多個干擾信號的擁擠寬帶頻譜中攔截和識別未知的敵方信號，而沒有通信和雷達接收機采用的動態范圍和靈敏度改進技術的優勢。通信接收器中采用的入射RF頻段限制對于電子戰接收器來說是一種不必要的交易，因為EW接收器尋求在更短的時間內處理更寬的瞬時帶寬。在雷達領域，接收器動態范圍受益于匹配濾波，即接收到的雷達回波與發射信號的副本相關聯。唉，電子戰接收器事先不知道要攔截的信號，因此沒有任何關聯！這就像在一群人中尋找一個你從未見過的陌生人......更糟糕的是，他躲起來了，或者根本不在那里！

好消息是：未來幾年，高采樣率模數轉換器（ADC）和數模轉換器（DAC）技術將迎來寬帶數字接收器架構的演變。最重要的是，ADI公司的轉換器將保持傳統低速率數字轉換器的出色線性度、噪聲性能和動態范圍。主力超外差調諧器將為直接采樣和直接轉換架構奠定基礎。1自適應頻譜調諧將繼續從RF轉向數字信號處理領域。

寬帶RF檢測的這種巨大變化將帶來尺寸、重量、功耗和成本（SWaP-C）的優勢：以更低的每通道成本、與目前相同或更小的外形尺寸，實現更高的接收和發射通道數。

展望具有多倍頻程帶寬的數字電子戰接收機時代的到來，本文討論了設計同類最佳動態范圍時的新挑戰和考慮因素。在本文中，動態范圍是指瞬時無雜散動態范圍，對于負責在擁擠的較大阻塞信號頻譜中檢測小信號的接收器來說，這是關鍵品質因數。

下一代 ADC 性能

當今的許多電子戰接收器都具有亞倍頻程瞬時帶寬（IBW），這受到老一代數據轉換器的限制。這些將在明天被跨越幾GHz IBW的多倍頻程寬帶數字接收器所取代。例如，在未來幾年，越來越多的檢測平臺將采用ADI轉換器芯片，該芯片具有ADC和DAC，能夠處理大于4 GHz IBW，同時保持SFDR大于70 dB。2,3,4

一個流行的低SWaP寬帶數字接收器ADC用例可能是：

ADC 采樣速率為 ~15 GSPS

第一個奈奎斯特區（即直流至6 GHz）的直接樣本

第二個奈奎斯特區（即 8 GHz 至 14 GHz）的直接樣本

射頻模塊轉換中間（6 GHz至8 GHz）和更高（>14 GHz）頻段

電子戰接收器需要覆蓋從18 GHz到50 GHz及以上的越來越高的頻譜范圍。ADC的高第二奈奎斯特區簡化了頻率規劃，允許使用具有寬松、更小SWaP射頻濾波器的簡單RF前端模塊轉換器。以下討論考慮了與前一個示例類似的高采樣速率ADC級聯的RF前端。

寬帶數字接收器的動態范圍

優化動態范圍的接收器設計人員必須在靈敏度（NF）和線性度（IP2、IP3）之間取得平衡，因為這些RF器件屬性通常會相互抵消。動態范圍受較低RF電平下的靈敏度和較高RF電平下的線性度的限制。根據經驗，設置最大允許的接收器工作電平，使多信號交調失真（IMD）雜散電平等于噪聲功率，如圖1所示。現代系統使用自適應瞬時帶寬通道化和處理帶寬（Bv），使本底噪聲上下移動 10Log（Bv).處理帶寬的細微差別主題至關重要，稍后將進行討論。

圖1.將SFDR與ADC工作范圍、噪聲、IMD雜散和檢測閾值相關聯。

寬帶數字接收器中的多倍頻程IMD2挑戰

寬帶數字接收機的發展帶來了新的射頻挑戰。多信號二階交調失真（IMD2）雜散是多倍頻程寬帶數字接收器中存在動態范圍損傷的問題。雖然IIP3長期以來一直是RF器件數據手冊中的關鍵品質因數（FOM），但IIP2更難追蹤，并且對電子戰設計人員來說可能更成問題。IMD2雜散的問題在于，入射2音信號功率每降低1 dB，它們僅下降1 dBc，而三階交調失真（IMD3）雜散下降2 dBc。

當然，在ADC第一奈奎斯特區下部進行多倍頻程直接RF采樣并不是什么新鮮事。例如，較舊的系統可能以500 MSPS采樣，并在第一個奈奎斯特區觀察到直流至200 MHz，沒有IMD2問題。這是因為在這些較低頻率（即小于幾百MSPS）下，ADC特性是高度線性的，并且ADC的有效IIP2和IIP3非常高，導致良性IMD2產品在本底噪聲下不可見。然而，就像在寬帶RF設備中一樣，多GHz、多倍頻程ADC線性度會隨著頻率的增加而降低，IMD2產品在更高的工作頻率下通常會高于本底噪聲。展望未來，我們需要處理IMD2。

拓寬了寬帶數字接收器的SFDR定義

IMD2 崩潰派對需要更新常用接收器 FOM 瞬時無雜散動態范圍 （SFDR） 的定義。SFDR指定當有多個較大的信號產生IMD雜散時，接收器可以檢測到多遠的小信號。SFDR 以相對于大信號的 dB 為單位指定。

傳統上，SFDR 是根據 IMD3 產品以及 NF 和處理帶寬來定義的。IMD3 引用的 SFDR 在許多文本中都有導出，有時被澄清為瞬時 SFDR，這就是我們在本文中的意思。5,6我們稱之為SFDR3：

如今，以IMD2為參考的SFDR受到的關注較少，但它作為一個需要緩解的重大損害迫在眉睫。它可以以與 SFDR3 相同的方式派生。在這里，我們稱之為SFDR2：

圖2所示為RF前端頻譜場景，其中三個同步信號（F1、F2和F3）產生互調產物，將下限設置為動態范圍。低于此電平，寬帶數字接收器無法輕松分辨目標是真實的還是虛假的IMD雜散。

圖2.多信號 F1、F2 和 F3（各 60 MHz）誘導二次諧波、IMD2（紅色）、IMD3（綠色）和 IMD2/3 組合（灰色）雜散的示例。本底噪聲（棕色）表示為PN.

今天的亞倍頻程 IBW 接收器，名義上由圖 2 虛線框顯示，只擔心 IMD3，因為它屬于帶內且無法過濾。它不太擔心IP2，因為IMD2的位置很容易過濾，并且有誘導信號。使用輸入RF濾波可以輕松斬波F3，使F3 – F1和F3 – F2遠低于本底噪聲。與F1和F2二次諧波非常相似，F1 + F2 IMD2使用輸出濾波很容易衰減。當然，ADC的二階性能必須相對于奈奎斯特折疊雜散來考慮，但前端IMD2性能很容易處理。

進入多倍頻程 IBW 接收器（名義上由圖 2 實心框所示），情況發生了翻天覆地的變化。與IMD3相比，IMD2是更大的問題。IMD2雜散和誘導干擾源現在位于帶內。帶通濾波破壞了多倍頻程 IBW 的目的。這就是為什么可調諧陷波濾波盡管有其局限性，但作為前端干擾抑制器越來越受到關注。它不會切斷多倍頻程頻譜的巨型部分。

圖3說明了多倍頻程寬帶數字接收器的基本多音大信號、IMD2和IMD3電平、本底噪聲和由此產生的SFDR之間的關系。該示例使用實際噪聲和線性度屬性，對具有4 GHz IBW的第一個奈奎斯特區進行采樣的ADC，頻率為2 GHz至6 GHz。假設處理帶寬為 469 kHz。

圖3.SFDR2 和 SFDR3 告訴您距離最大信號（基波）有多遠，您可以輕松檢測到較小的信號。因為它變化很大，所以這里的檢測閾值為零。實際上，請從 SFDR 中減去檢測閾值。

最佳SFDR2和SFDR3出現在不同的P在相應IMD電平與噪聲功率相交的工作點。如果我們假裝這是一個具有前端RF頻段限制的亞倍頻程接收器，SFDR3設置了整體SFDR，我們可以預期最佳情況下SFDR為79 dB，這是非常好的。但由于電子戰接收器需要多倍頻程 IBW，SFDR2 設置整體 SFDR。在最佳SFDR3輸入電平（P在= –20 dBm），IMD2 雜散會使 SFDR 降低 24 dB，導致 SFDR 為 55 dB。公平，盡管令人失望，結果。

一個有用的經驗法則是，對于特定的RF輸出電平= P射頻，O要達到等效的 IMD2 和 IMD3 級別，請執行以下操作：

換句話說，這種情況將使SFDR2和SFDR3線在同一點與本底噪聲相交，因此SFDR2不會限制性能。

對于前面的SFDR示例場景，RF前端為ADC供電–20 dBm，OIP3為20 dBm。獲得相同級別的 IMD2 和 IMD3 雜散，從而不限制性能所需的 OIP2 是：

原始器件OIP2性能目前尚不可用，因為與其他屬性（如頻率、帶寬、噪聲和直流功率）保持平衡。這解釋了人們對下一代自適應前端干擾抑制技術的興趣日益濃厚。

為了緩解IMD2，接收器必須將最大輸入工作電平從–20 dBm降低到–32 dBm，然后才能實現66 dB最佳情況下的改進SFDR2。在圖3中，此最佳SFDR2是IMD2跡線與本底噪聲相交的地方。唉，最好的情況 SFDR2 在 P在= –32 dBm 仍比最佳情況下的 SFDR3 在 –20 dBm 時差 13 dB。由于我們現在已經將最大工作電平下調，因此將重點放在噪聲功率（靈敏度）限制上，如下一節所述。

寬帶數字接收器的處理帶寬由什么設置？

隨著處理帶寬的縮小，電子戰接收器的靈敏度或噪聲功率會變得更好。然而，在典型的方式中，需要權衡取舍：我們不能只是將帶寬減少到任意小的值，然后去吃午飯。需要考慮哪些競爭因素？為了回答這個問題，我們需要討論抽取、快速傅里葉變換（FFT）和它們之間的關系。首先，我們定義幾個變量：

ADI公司的高采樣速率ADC采用片內數字信號處理器（DSP）模塊，允許對原始數據流進行可配置的濾波和抽取，以達到發送到下游FPGA的最小可行有效載荷。ADI文獻中詳細討論了這一過程。3抽取的明顯好處是減少了必須通過JESD204B/JESD204C傳遞到FPGA的數字有效載荷。另一個好處是，與在FPGA結構中實現相同的操作相比，使用本地片上抽取專用電路（即ASIC）可以節省功耗。但本地片上抽取的好處不僅僅是減少數據流和節省功耗。我們會談到這一點。

圖4顯示了現代寬帶數字轉換中使用的模塊（與本次討論相關）。該流程包括采樣、數字下變頻、數字濾波、抽取和快速傅里葉變換數據流。

圖4.ADC數據抽取和FFT的簡單框圖

首先，在f處采樣的數據S使用微調的NCO將數字下變頻至基帶（復數I/Q）。然后使用可編程低通數字濾波器對數據流進行濾波。該抽取數字濾波設置IF帶寬，是設置接收器本底噪聲P的兩個不同操作中的第一個N.隨著IF帶寬變小，隨著濾波衰減寬帶噪聲，集成帶內噪聲功率降低。

接下來，抽取 M 將有效采樣率降低到 fs/M，保持每 M千采樣并扔掉中間的樣品。

因此，下游FFT處理獲得速率為f的數據流S/M 和帶寬 fS/2米。最后，FFT長度N設置箱寬和捕獲時間，這是設置本底噪聲的第二步。

抽取和FFT對寬帶數字接收器本底噪聲的影響

圖5將寬帶數字接收器的處理本底噪聲（K）與ADC的噪聲頻譜密度（L）相關聯，L是ADC加性噪聲數據手冊FOM。現有的ADI文獻很好地解釋了處理增益、NSD、SNR和量化噪聲。7

圖 5 中最有用的關系是：

處理本底噪聲（圖5，K）與PN可以放入公式1和公式2中。請注意，設計人員會根據下一節中討論的設計權衡和約束仔細選擇 M 和 N。

圖5.抽取和FFT增益操作與通常參考的噪聲水平的關系。

盡管增加抽取因子M在降低本底噪聲方面具有與增加FFT長度N（圖5，E）相同的比例效應，但重要的是要注意其機制完全不同。抽取步驟涉及使用數字濾波對通道進行頻帶限制。這設置了有效噪聲帶寬，該帶寬決定了通道中的總積分噪聲（圖 5、D）。 它還設置可檢測信號的最大瞬時頻譜帶寬。將其與FFT步驟進行比較，FFT步驟本身不進行濾波，而是將通道中的總積分噪聲分布到N/2個箱上，并定義譜線分辨率。N越高，箱子越多，每個箱的噪聲含量越低。8抽取增益M和FFT增益N共同定義了FFT箱寬度，在討論處理帶寬時，它們經常被混為一談（圖5，F），但它們的值必須根據它們各自對信號帶寬、頻譜分辨率、靈敏度和延遲要求的細微影響來平衡，如下一節所述。

處理帶寬和系統性能權衡

將抽取 M 和 FFT N 與高優先級性能屬性相關聯：

延遲是檢測和處理連續頻譜捕獲的時間，它需要盡可能短的時間。許多系統需要近乎實時的運行。這要求 M × N 盡可能小。隨著FFT尺寸的增加，頻譜分辨率提高，本底噪聲降低，因為積分噪聲分布在更多的箱中。權衡是獲取時間，這是一件大事，很簡單：

最小可檢測脈沖寬度（PW）設置了允許的最小IF通道帶寬，因為較短時間脈沖的頻譜內容在相對較寬的頻段上傳播。如果IF通道帶寬太窄，信號頻譜內容會中斷，并且無法正確檢測到短時間脈沖。設置最大允許 M 的最小 IF BW 必須滿足以下條件：

隨著FFT箱的變窄，光譜分辨率和靈敏度會提高，這需要增加N.更長的脈沖寬度和PRI需要更精細的分辨率來分辨更近的譜線，這意味著更大的N才能正確檢測。增加N可以提高譜線分辨率，但僅在M定義的IF帶寬內。如果使用過高的抽取，增加N可以提高M設置的IF帶寬內的頻譜分辨率，但無法恢復丟失的信號帶寬。例如，脈沖寬度低于最小接收器脈沖寬度的脈沖序列將具有頻域sinc函數，其主瓣超過抽取帶寬。增加N將有助于解析列車的PRF，但對解決脈沖寬度沒有任何作用;該信息將丟失。唯一的解決方法是減少抽取M，增加IF帶寬。

脈沖序列的抽取、FFT 和檢測

電子戰寬帶數字接收機花費大量精力去交錯、識別和跟蹤同步入射雷達脈沖序列。載波頻率、脈沖寬度和脈沖重復間隔 （PRI） 是雷達信號，對于確定誰是誰至關重要。檢測方案中都使用時域和頻域。9首要目標是在盡可能短的時間內感知、處理和響應脈沖序列。動態范圍至關重要，因為電子戰接收器需要同時跟蹤多個遠距離目標，同時受到高能干擾脈沖的轟擊。

脈沖序列FFT示例

介紹了兩個脈沖序列示例。第一個代表脈沖多普勒雷達，在10%占空比下表現出非常短的PW（100 ns），導致非常高的PRF。第二個模擬脈沖雷達，表現出相對較長的PW和PRI（較低的占空比，較低的PRF）。以下曲線和表格說明了抽取M和FFT長度N對時間、靈敏度（本底噪聲）和頻譜分辨率的影響。表1總結了參數，以便于比較。虛構的值并不代表特定的雷達，但仍然處于現實的球場中。10

這里的要點是，M和N不是一刀切的，任何給定的電子戰接收器中的復雜檢測算法和并行通道化方案都可能為每個算法使用廣泛的值。電子戰接收器必須能夠同時檢測兩個信號（此處未顯示），這就是為什么快速、適應性強的可配置性很重要的原因。動態范圍和靈敏度直接取決于必須檢測的脈沖屬性。

示例：寬帶數字接收機感測脈沖多普勒雷達

以下兩個FFT捕獲脈沖多普勒場景。

圖6所示的第一個FFT需要2個多于2個脈沖周期，才能根據FFT主瓣的寬度確定信號的脈沖寬度。抽取M設置為中頻帶寬，該中頻帶寬足夠寬以捕獲主瓣以及一些旁瓣。響應時間非常快。快速響應時間的代價是本底噪聲和頻譜分辨率較差。請注意，由于缺乏光譜分辨率，FFT中沒有PRI信息。

圖6.快速捕獲脈沖多普勒雷達典型的窄脈沖寬度、高PRF脈沖序列。

圖7中的第二個FFT顯示，隨著采樣長度N（和時間）的增加，本底噪聲和頻譜分辨率有所改善。M 保持不變。通過大約九個脈沖周期，頻譜分辨率提高到足以確定FFT的PRI（1 / PRF）。在旁瓣之間可以看到本底噪聲。

圖7.脈沖多普勒示例的較長FFT，用于解析譜線。

示例：寬帶數字接收機感應脈沖雷達

以下兩個FFT捕獲了更廣泛的脈沖場景。

圖8所示脈沖雷達示例中，更寬的PRI或更低的脈沖密度需要更高的N.調整M完全取決于系統。如果必須在同一IF通道中同時檢測短脈沖和長脈沖，則必須設置M以適應短脈沖頻譜帶寬，并且不能增加。單獨考慮，長脈沖需要較低的IF帶寬，因此可以將M設置得更高，以改善通道噪聲和由此產生的靈敏度。然而，所需的捕獲時間或FFT長度N要長得多。因此，檢測算法可能希望在短脈沖場景中做出中間決策，同時系統獲得足夠高的N來解析長脈沖。

圖8.快速捕獲脈沖雷達典型的長脈沖、低PRF脈沖序列。

圖9中的第二個長脈沖FFT示例說明了長PRI（低PRF）如何產生非常接近的譜線，這需要非常低的FFT箱尺寸或分辨率帶寬。權衡甚至需要更多的時間（FFT N）。好處是更好的靈敏度。

圖9.用于解析譜線的較長脈沖FFT示例。

采用級聯ADC的寬帶數字接收器RF前端設計

確定動態范圍和靈敏度目標后，RF前端必須與數字數據轉換器配對。最佳RF前端設置接收器靈敏度（NF），并以足夠好的線性裕量執行所需的頻譜信號調理，使ADC性能能夠設置接收器IP3和IP2。前端RF增益通常設置為足夠好，以建立所需的級聯NF，因為超出該增益通常會損害動態范圍，因此可以避免。如果前端瓶頸動態范圍和ADC能力被拋棄，那就是犯罪！

一個有用的技巧是將ADC品質因數轉換為等效的RF級聯參數，并將ADC視為RF黑匣子。一些經驗法則：

其中 P射頻（dBm） 是測量 IMD3 和 IMD2 電平的 ADC 輸入射頻電平。

請注意，在調整處理增益之前，組合前端和ADC的級聯系統NF是寬帶噪聲。

前端至ADC級聯設計示例

下面是使用圖 10 所示的前端進行級聯分析的示例。該鏈受益于ADI最新發布的RF目錄，包括：

ADMV8818寬帶可編程高通/低通可調諧濾波器。

ADRF5730寬帶RF SOI數字衰減器。

ADRF5020 寬帶射頻 SOI 單刀雙擲

ADL8104超高IP2寬帶RF放大器。

AD9082MxFE 4× DAC （12 GSPS） + 2× 模數轉換器 （6 GSPS）

此外，該鏈還具有ADI公司開發的寬帶200 W RF限幅器和小尺寸高Q值固定濾波。

圖 10.具有開關高靈敏度和旁路模式的RF前端示例。

保持動態范圍的一種古老技術是在低輸入信號的高檢測模式和較高輸入信號的旁路模式之間切換。如表2所示，高檢測路徑有利于NF性能，旁路路徑允許更高的NF有利于更高的線性度（IP2和IP3）。性能表說明了這一優勢。

表3比較了前端和ADC黑盒參數，以及得到的整體級聯性能。

在高檢測模式下，動態范圍的限制因素是本底噪聲，因此優先考慮級聯NF。前端噪聲系數主要取決于抑制干擾所需的前端濾波的插入損耗（本例預算為6 dB損耗）。這種預選濾波需要位于放大器之前才能有效，因為放大器將產生多信號IMD產品。

在旁路模式下，我們受益于SOI技術的極高線性度。這里沒有任何技巧，因為放大器有限的線性度被簡單地切換出來，有利于更高的線性度、更低的增益和更高的NF。

寬帶數字接收機設計結果與優化

以下性能熱圖是靈敏度分析，顯示了變化的瞬時無雜散動態范圍（DR，dB）：

處理帶寬和射頻輸入電平

射頻前端 IIP2 和射頻輸入電平

射頻前端噪聲和射頻輸入電平

每個方案都針對高靈敏度和旁路路徑運行。這些框注釋了有利的操作區域。這些表告訴您動態范圍（SFDR），或到本底噪聲或最高IMD雜散的距離，對于給定的最大輸入信號電平，P。在.對于任何給定的表，靜態變量都是根據前面的鏈參數設置的。

如前幾節所述，Bv圖11中選擇的波形取決于波形檢測目標。下 Bv降低本底噪聲，改善低P下的動態范圍在，但以較慢的 FFT 時間為代價。相反，高 Bv值會增加本底噪聲，而較差的靈敏度會限制動態范圍?？赡艿牟僮鲄^域處于兩者之間的平衡點。

圖 11.瞬時無雜散動態范圍 （DR） 與射頻輸入電平的關系 （P在） 和處理帶寬 （Bv);高靈敏度（頂部）和旁路模式（底部）。

圖12表明，在低P時在水平，IIP2無關緊要，因為靈敏度設置了動態范圍。中端性能對IIP2最敏感。中檔輸入功率電平可能構成大多數用例，如P在提高到高檢測旁路開關點時，放大器線性度，尤其是IP2，至關重要。ADL8104的出色IP2在這個重要的中端器件中脫穎而出，保持了高動態范圍性能。

旁路模式較高的IIP2允許工作區盒向下移動以遵循最佳動態范圍。

圖 12.瞬時無雜散動態范圍 （DR） 與射頻輸入電平的關系 （P在） 和射頻前端輸入參考 IP2;高靈敏度（頂部）和旁路模式（底部）。

圖13顯示，對于NF的大幅改進（SWaP-C和線性度的成本可能非常高），使用中檔B時，動態范圍的回報會遞減。v.為了使較低的 NF 得到回報，Bv需要隨之減少，并容忍相關的權衡。高檢測模式適用于10 dB至15 dB范圍內的NF。對于旁路模式，考慮到線性度的優勢，高NF被證明是一種愿意的權衡。理想情況下，對于旁路模式，NF可以保持在20 dB至25 dB范圍內。旁路模式下更好的NF無助于動態范圍，因為我們受到IMD的限制。

圖 13.瞬時無雜散動態范圍 （DR） 與射頻輸入電平的關系 （P在）和射頻前端噪聲系數（NF）;高靈敏度（上）和旁路模式（右）。

總結

電子戰即將向多倍頻程、多GHz瞬時帶寬RF調諧器和寬帶數字接收器演進，引入了IMD2效果，挑戰動態范圍。今天從IMD3的角度考慮SFDR將擴大到包括IMD2，設計人員將使用SFDR2和SFDR3方程。系統本底噪聲是動態的，因為處理帶寬會根據波形檢測和時間要求動態變化。在設計最佳本底噪聲時，抽取M和FFT深度N共同定義了FFT箱寬度，但它們都有單獨的重要影響需要考慮。提供了不同M和N的脈沖序列FFT示例。隨著ADC性能的提高，前端繼續依賴具有可調諧屬性和頻率選擇性的高線性度寬帶RF元件。前端應與ADC的RF屬性級聯設計。

審核編輯：郭婷