在本應(yīng)用筆記中，您將了解開關(guān)穩(wěn)壓器技術(shù)的基本要素，并了解其相對于線性穩(wěn)壓的優(yōu)勢。查看一些常見非隔離式 DC-DC 轉(zhuǎn)換器拓?fù)涞幕倦娐贰１疚倪€討論了用于自動調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)換器輸出電壓的脈寬調(diào)制（PWM）概念，最后討論了IC級電路的當(dāng)前集成度。

介紹

電子設(shè)備需要直流電壓作為各種電壓電平的電源輸入。交流電源線（公用電源墻插座）或直流電源（電池、太陽能電池板等）是主要的電源輸入。通過DC-DC電源轉(zhuǎn)換技術(shù)，這些能源可以轉(zhuǎn)換為合適的端電壓，為IC和其他設(shè)備供電。

對于無隔離的DC-DC降壓轉(zhuǎn)換，我們可以使用線性或開關(guān)穩(wěn)壓器技術(shù)。線性穩(wěn)壓器（圖 1）只需插入一個與輸入直流串聯(lián)的電子可變電阻（跨電阻 = 晶體管），即可將電壓降至所需值。如果輸入或負(fù)載電流發(fā)生變化，電阻通過反饋環(huán)路變化，以保持輸出電壓恒定。線性調(diào)節(jié)的最大缺點是功率損耗，即電阻在傳遞負(fù)載電流的同時連續(xù)看到輸入和輸出電壓之間的差異。當(dāng)功率較低時，這種影響不一定是問題。但是，想象一下 10V 直流電源的 5V 負(fù)載在 10A 時。在這種情況下，通過電阻的功率損耗為50W，轉(zhuǎn)換效率僅為50%。

圖1.線性穩(wěn)壓器。

相比之下，開關(guān)穩(wěn)壓器可顯著提高轉(zhuǎn)換效率，從而節(jié)省能源。這里也使用晶體管，但它們不是用于線性可變電阻模式，而是在開關(guān)模式下用作處于ON或OFF狀態(tài)的開關(guān)。當(dāng)ON時，開關(guān)在其兩端的電壓下降非常小，當(dāng)OFF時，它通過的電流很少或沒有電流。因此，在任一條件下，功耗都很低。事實上，這種方法可以實現(xiàn)超過90%的效率。在前面討論的示例中，90%的效率意味著轉(zhuǎn)換器的功耗僅為5.5W，而功耗為50W。

圖2顯示了將溫升降至僅10度所需的散熱器的尺寸差異。請注意，大多數(shù)現(xiàn)代DC-DC轉(zhuǎn)換器的效率足以完全消除散熱器，而僅依靠PCB中的銅層來散熱。

圖2.50W 和 5.5W 10°C 上升時散熱器的比較。

降壓型開關(guān)穩(wěn)壓器內(nèi)部

圖3所示為降壓轉(zhuǎn)換器，可將給定的直流輸入電壓轉(zhuǎn)換為較低的直流輸出電壓。當(dāng) SW1 打開時，（V在， w外） 施加在電感器上，同時在磁場中存儲能量并向 V 提供能量外.當(dāng)SW1關(guān)閉時，通過L1的電流不能立即改變，并繼續(xù)將其能量釋放到負(fù)載RL和C1。結(jié)果，L1中的電流下降，反轉(zhuǎn)L1兩端電壓的極性。D1 和 L1 之間的開關(guān)節(jié)點 VLX “飛”負(fù)，直到它低于地電位，正向偏置 D1 并為 L1 中的電流設(shè)置“續(xù)流”路徑，以繼續(xù)流向輸出。在調(diào)節(jié)期間，SW1 以固定頻率 F 在 ON 和 OFF 之間切換西 南部，如圖 4 所示。SW1導(dǎo)通時間與總開關(guān)周期周期T之比s稱為轉(zhuǎn)換器“D”的占空比，定義為：

因此，VLX是一個固定頻率，在這種情況下，是一個固定占空比脈沖序列，其幅度在V之間交替在和-VD，適用于由L1和C1形成的低通L-C濾波器，其中VD是二極管D1兩端的壓降。VLX脈沖序列中的分量是開關(guān)頻率、FSW和直流分量，其值等于脈沖序列在一個開關(guān)周期TS上的平均值。使用基本數(shù)學(xué)和占空比D的定義，圖4中VLX脈沖序列的平均值計算如下：

VLX平均= （V在× D） ? VD （1 ? D） = D （V在+ VD） ? VD

如果選擇L-C濾波器的截止頻率遠(yuǎn)低于F西 南部，然后 V外是等于VLX的直流電壓平均在開關(guān)頻率F處具有小紋波分量西 南部.因此

V外= D（V在+ VD） ? VD

在現(xiàn)代DC-DC轉(zhuǎn)換器電路中，D1被MOSFET取代，以減少壓降并提高效率，尤其是在所需的輸出電壓較低時。在這種情況下，壓降VD可以忽略不計，并假定為零，這導(dǎo)致熟悉的降壓轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換公式：

V外= V在×·

圖3.降壓或降壓轉(zhuǎn)換器。

圖4.降壓或降壓轉(zhuǎn)換器VLX節(jié)點波形。

保持輸出恒定

為了在給定的輸入電壓和負(fù)載電流范圍內(nèi)保持恒定的輸出，我們需要能夠監(jiān)控輸出電壓并控制開關(guān)導(dǎo)通時間。對于SW1或脈寬調(diào)制（PWM）的開關(guān)占空比變化，我們首先使用誤差放大器產(chǎn)生直流信號，該信號與輸出電壓反饋與固定基準(zhǔn)電壓之間的差值成正比。然后，我們可以將該信號與所需開關(guān)頻率下的鋸齒形電壓進(jìn)行比較。

圖5概述了比較器和輸出級依次在誤差信號高于鋸齒波時提供正電壓，在誤差信號較低時提供低電壓。作為誤差電壓V控制在鋸齒波上上下移動，PWM輸出脈沖寬度按比例從窄到寬或從0%到100%占空比變化。如果輸出電壓低，因為V在減少或負(fù)載增加，誤差信號變高，產(chǎn)生更寬的脈沖，允許更多的能量通過SW1，并將輸出電壓提高回其適當(dāng)?shù)闹?。如果輸出電壓高，則會發(fā)生相反的情況。輸出與輸入電壓比只是占空比值的值。

圖5.脈寬調(diào)制方案。

升壓電壓

如果輸出電壓需要高于輸入，可以將相同的元件重新排列到升壓配置中，如圖6所示。

在降壓轉(zhuǎn)換器中，電流在開關(guān)導(dǎo)通周期內(nèi)直接從輸入流向輸出，當(dāng)開關(guān)關(guān)斷時，電感存儲的能量填充。

在升壓轉(zhuǎn)換器中，能量流完全不同。每個周期所需的總能量在SW1的導(dǎo)通時間內(nèi)存儲在電感中，然后在其關(guān)斷時間內(nèi)釋放。電感電流不能突然停止，因此當(dāng)SW1關(guān)閉且電感電流趨于下降時，D1和SW1的開關(guān)節(jié)點呈正向飛行以強制該電流，正向偏置D1并將能量傳遞到輸出。理論上，正電壓可以高于輸入值，并且使用類似于降壓轉(zhuǎn)換器的占空比控制來保持電壓處于調(diào)節(jié)狀態(tài)。升壓轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換比公式是使用與降壓轉(zhuǎn)換器類似的原理計算的，如下所示：

圖6.降壓或降壓轉(zhuǎn)換器。

反相降壓-升壓轉(zhuǎn)換器簡介

對輸入和輸出電壓端子的相同組件進(jìn)行另一次重新排列，得到圖7所示的降壓-升壓轉(zhuǎn)換器。這里，輸出電壓極性相對于輸入反轉(zhuǎn)或“負(fù)”，V的幅度外可通過占空比控制變化，從零到任何高負(fù)值。在這種情況下，升壓轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換比是通過使用與降壓轉(zhuǎn)換器類似的原理計算得出的，如下所示：

圖7.反相降壓-升壓轉(zhuǎn)換器。

最先進(jìn)的轉(zhuǎn)換器集成了多種功能

所討論的拓?fù)淇梢远ㄆ诋a(chǎn)生高效率。甚至開關(guān)噪聲的歷史問題也隨著更好的控制和更好的電源開關(guān)方案而減少。對于所有三個轉(zhuǎn)換器，誤差放大器、振蕩器、鋸齒波發(fā)生器和比較器的控制電子元件都集成在一個芯片中。許多此類功能集風(fēng)格可從Maxim等供應(yīng)商處獲得。功能多種多樣，包括過載檢測、過熱關(guān)斷、輸入欠壓檢測等。Maxim的功率轉(zhuǎn)換技術(shù)演變?nèi)鐖D8所示。

圖8.Maxim高密度電源轉(zhuǎn)換集成的演變。

隨著功率轉(zhuǎn)換技術(shù)的發(fā)展，將驅(qū)動器級集成到芯片上標(biāo)志著第二個集成度，其次是功率MOSFET本身。接下來是編程和環(huán)路補償元件，這確實有助于整體元件數(shù)量，并減輕設(shè)計人員經(jīng)常迭代的環(huán)路穩(wěn)定任務(wù)。

集成L-C濾波器一直是該行業(yè)最嚴(yán)峻的挑戰(zhàn)之一，因為基本物理特性阻礙了我們。電感器和電容器都是具有物理體積的儲能元件。然而，隨著MOSFET技術(shù)效率的提高，Maxim已經(jīng)能夠成功地提高開關(guān)頻率，減小電容和電感值以及物理尺寸，從而可以使用先進(jìn)的封裝技術(shù)將這些元件共同封裝到一個高效、易于使用的電源模塊中，為系統(tǒng)開發(fā)人員提供“盒中電源”即插即用解決方案。

審核編輯：郭婷