作者：Dave Frizelle and Frank Kearney

復雜混頻器、零中頻架構(gòu)和高級算法開發(fā)之間存在有趣的相互作用。本文的目的是建立每個的基本原理：操作原則及其在系統(tǒng)設(shè)計方面提供的價值，然后討論三者的相互依賴性。

射頻工程通常被認為是電子學的黑藝術(shù)。它可以是數(shù)學、力學的奇怪組合，在某些情況下，只是反復試驗。它讓許多優(yōu)秀的工程師感到不安，而許多其他人則滿足于理解結(jié)果而不是細節(jié)。許多現(xiàn)有的文獻直接跳入理論和數(shù)學解釋，而沒有建立基本概念。

揭開復雜RF混頻器的神秘面紗

圖1概述了上變頻器（發(fā)送器）配置中的復數(shù)混頻器。兩條帶有獨立混頻器的并聯(lián)路徑從相位偏移 90° 的公共本振饋送到其中一個混頻器。然后將獨立輸出相加到求和放大器中，以產(chǎn)生所需的RF輸出。

圖1.復雜變送器的基本架構(gòu)。

該配置有一個非常有用的應用程序。如圖2所示，假設(shè)我們僅在I輸入上饋送音調(diào)信號，而Q輸入未驅(qū)動。假設(shè)I輸入端的音調(diào)頻率為x MHz，I路徑中的混頻器產(chǎn)生LO頻率±x的輸出。由于Q輸入端沒有信號，其路徑中的混頻器產(chǎn)生空頻譜，I混頻器的輸出直接傳遞到RF輸出端。

圖2.I 路徑分析。

或者，假設(shè)頻率x的信號音僅應用于Q輸入。Q 混頻器反過來產(chǎn)生具有 LO 頻率 ±x 音調(diào)的輸出。在I輸入未施加任何內(nèi)容的情況下，其混頻器輸出被靜音，Q混頻器的輸出直接進入RF輸出。

圖3.Q 路徑分析。

乍一看，圖2和圖3的輸出似乎是相同的。但是，有一個關(guān)鍵的區(qū)別，即相位。如圖4所示，假設(shè)我們對I和Q輸入應用相同的音調(diào)，并且輸入通道之間存在90°相移。

圖4.同步 I 和 Q 信號路徑分析。

如果我們仔細觀察混頻器的輸出，我們會發(fā)現(xiàn)LO頻率加上輸入頻率的信號是同相的，而在LO頻率減去輸入頻率下產(chǎn)生的信號是異相的。這導致LO上側(cè)的音調(diào)增加，而下側(cè)的音調(diào)取消。在沒有任何濾波的情況下，我們?nèi)コ艘粋€音調(diào)（或邊帶），并創(chuàng)建了一個完全位于LO頻率一側(cè)的輸出。

圖4所示的例子中，I信號領(lǐng)先Q信號90°。如果配置發(fā)生變化，使得Q信號領(lǐng)先I信號90°，那么我們可以期待類似的求和和抵消，但在這種情況下，所有信號都將出現(xiàn)在LO的下側(cè)。

圖5.音調(diào)位置取決于 I 和 Q 相位關(guān)系。

圖5顯示了復雜變送器的實驗室測量結(jié)果。左側(cè)顯示了I領(lǐng)先Q 90°時的測試用例，導致輸出音調(diào)位于LO的上側(cè)。圖5的右側(cè)顯示了交換后的關(guān)系，因此Q現(xiàn)在領(lǐng)先I90°，產(chǎn)生的輸出音位于LO的下側(cè)。

理論上，應該有可能將所有能量僅放在LO的一側(cè)。然而，如圖5中的實驗室實驗結(jié)果所示，實際上可能不會發(fā)生完全抵消，從而在LO的另一側(cè)留下一些能量，稱為圖像。另請注意，存在LO頻率處的能量，稱為LO泄漏或LOL。其他能量在結(jié)果中也很明顯——這些是所需信號的諧波，本文不討論。

為了實現(xiàn)完美的圖像消除，I和Q混頻器的輸出必須具有完全相同的幅度，并且在LO的鏡像側(cè)彼此之間正好是180°的異相。如果不滿足相位和幅度要求，則求和/消除過程（如圖4所示）變得不完美，鏡像頻率處的能量將保持不變。

影響

使用傳統(tǒng)的單混頻器架構(gòu)可產(chǎn)生LO±產(chǎn)品。在傳輸之前，通常需要通過添加帶通濾波器來移除其中一個邊帶。濾波器滾降必須能夠消除不需要的圖像信號，而不會影響所需的信號。

圖6.單混音器圖像過濾器要求。

圖像和所需信號之間的間距直接影響濾波器要求。在間距較大的情況下，可以使用具有溫和滾降的簡單低成本過濾器。如果間距較窄，則設(shè)計必須實現(xiàn)具有尖銳響應的濾波器;通常采用多極點或SAW濾波器。因此，正確的做法是，圖像和所需信號之間必須保持間距，以便在不影響所需信號的情況下對圖像進行濾波，并且間距與濾波器的復雜性和成本成反比。此外，如果LO頻率可變，濾波器的頻率必須可調(diào)諧，這進一步增加了濾波器的復雜性。

圖像和所需信號之間的間距將由我們應用于混音器的信號決定。圖6中的示例顯示了一個10 MHz帶寬信號，距離直流10 MHz。混頻器產(chǎn)生的輸出將鏡像置于距離所需信號20 MHz的位置。在這種配置中，為了在輸出端實現(xiàn)10 MHz的所需信號頻譜，我們必須有一個20 MHz的基帶信號路徑到混頻器。10 MHz的基帶帶寬未使用，混頻器電路的數(shù)據(jù)接口速率高于所需速率。

回到圖5所示的復數(shù)混頻器，我們知道其架構(gòu)無需外部濾波即可消除鏡像。此外，在零中頻架構(gòu)中，我們可以優(yōu)化效率，使信號路徑處理帶寬等于所需信號的帶寬。圖 7 顯示了如何實現(xiàn)此目的的概念圖。如前所述，如果 I 領(lǐng)先 Q 90°，則僅在 LO 的上側(cè)有一個輸出。如果Q領(lǐng)先I90°，則僅在LO的下側(cè)有一個輸出。因此，如果產(chǎn)生兩個獨立的基帶信號，其中一個設(shè)計為僅產(chǎn)生上邊帶輸出，另一個設(shè)計為僅產(chǎn)生下邊帶輸出，則可以將它們相加為基帶并應用于復數(shù)發(fā)射器。結(jié)果將是一個輸出，在LO上方和下方出現(xiàn)不同的信號。在實際應用中，組合基帶信號將以數(shù)字方式產(chǎn)生。圖 7 中顯示的求和節(jié)點僅用于說明這一概念。

圖7.零中頻復數(shù)混頻器架構(gòu)。

零中頻股息

使用復數(shù)發(fā)射器生成單個邊帶輸出在去除鏡像所需的RF濾波方面具有顯著優(yōu)勢。但是，如果圖像消除性能足夠好，使圖像可以忽略不計，我們可以通過在零中頻模式下使用它來更多地利用該架構(gòu)。 零中頻允許我們獲取專門創(chuàng)建的基帶數(shù)據(jù)，并產(chǎn)生RF輸出，并在LO的兩側(cè)出現(xiàn)獨立信號。圖 8 說明了如何完成此操作。我們有兩組I和Q數(shù)據(jù)，其中每組都是獨立的，并使用符號數(shù)據(jù)進行編碼，這些數(shù)據(jù)可以在接收器處相對于參考載波的相位進行解碼。

圖8.仔細研究零中頻復數(shù)混頻器配置中的I/Q信號。

初步觀察表明，Q1領(lǐng)先I190°，兩者的幅度匹配。同樣，I2領(lǐng)先Q290°，它們的幅度也匹配。獨立信號組合在一起，使 I1 + I2 = SumI1I2 和 Q1 + Q2 = SumQ1Q2。求和的I和Q信號不再表現(xiàn)出相位和幅度相關(guān)性 - 它們的幅度并不總是相等，并且它們之間的相位關(guān)系變化。混頻器產(chǎn)生的輸出將I1/Q1數(shù)據(jù)放在載波的一側(cè)，將I2/Q2數(shù)據(jù)放在載波的另一側(cè)，如前所述，如圖7所示。

零中頻的使用通過將獨立的數(shù)據(jù)塊直接相鄰地放置在LO的兩側(cè)來補充復雜發(fā)射器的優(yōu)勢。數(shù)據(jù)處理路徑帶寬永遠不會超過RF數(shù)據(jù)帶寬。因此，從理論上講，在零中頻架構(gòu)中使用復雜的混頻器提供了一種無需RF濾波的解決方案，同時還優(yōu)化了基帶功率效率，從而降低了單位不可用信號帶寬的成本。

到目前為止，本文的重點一直是用作零中頻發(fā)射器的復數(shù)混頻器。同樣的原理反向工作，復雜的混頻器架構(gòu)可以用作零中頻接收器。上述發(fā)射器的優(yōu)點同樣適用于接收器。使用單混頻器接收信號時，必須首先使用RF濾波器濾除鏡像頻率。在零中頻工作模式下，無需擔心鏡像頻率，高于LO的信號將獨立于低于LO的信號接收。

一個復雜的接收器如下所示。輸入頻譜適用于I和Q混頻器。一個混頻器以LO驅(qū)動，另一個以LO + 90°驅(qū)動。接收器的輸出為I和Q。在接收器的情況下，根據(jù)經(jīng)驗證明給定輸入的輸出是什么樣子并不容易，但如果輸入的音調(diào)高于LO，如圖所示，I和Q輸出將處于（音調(diào)-LO）頻率，并且I和Q之間將有一個預期的相移，其中I領(lǐng)先Q。類似地，如果輸入的音調(diào)低于LO，I和Q輸出將再次處于（LO – 音調(diào)）頻率，但這次Q將引導I。通過這種方式，復數(shù)接收器可以區(qū)分高于LO的能量和低于LO的能量。

復數(shù)接收器的輸出將是代表在LO上方接收的頻譜的I/Q信息和代表在LO以下接收的頻譜的I/Q信息的總和。這個概念在前面已經(jīng)針對復數(shù)發(fā)射器進行了描述，其中求和I和求和Q信號施加到復數(shù)變送器。在復數(shù)接收器的情況下，接收求和I和求和Q信息的基帶處理器將能夠使用復數(shù)FFT輕松區(qū)分高頻和低頻。

圖9.零中頻復數(shù)混頻接收器配置。

當接收到求和的I和求和的Q信號時，有兩個已知信號 - 求和I信號和求和Q信號 - 但有四個未知數(shù)，即I1，Q1，I2和Q2。因為未知數(shù)多于已知數(shù)，因此似乎無法解決I1，Q1，I2和Q2。然而，眾所周知，I1 = Q1 + 90°和I2 = Q2 – 90°，有了這兩個額外的已知值，現(xiàn)在可以使用接收到的求和I和求和Q信號求解I1、Q1、I2和Q2。事實上，我們只需要求解I1和I2，因為Q信號只是具有±90°相移的I信號的副本。

局限性

在實踐中，復雜混頻器的性能一直難以完全消除圖像信號。這種限制可以被認為是對無線電架構(gòu)設(shè)計有兩個明顯的影響。

即使存在性能限制，復雜中頻也確實帶來了實實在在的好處。我們來考慮圖 10 中的低 IF 示例。接受性能限制，我們?nèi)匀粫吹綀D像。但是，該鏡像與單混頻器設(shè)計相比衰減很大（見圖6）。雖然復雜的混頻器仍然需要濾波器，但濾波器配置文件可以更加寬松，其實現(xiàn)更簡單，成本更低。

圖 10.復雜混合器的實際實現(xiàn)。請注意衰減的圖像。

濾波器復雜度與圖像和所需信號之間的距離成反比。如果我們采用零中頻配置，則該距離變?yōu)榱悖⑶覉D像位于所需的信號頻帶內(nèi)。零中頻理論的實際應用一直舉步維艱，導致帶內(nèi)鏡像電平使性能下降到超出可接受的水平（見圖11）。

圖 11.零中頻實施限制。

復數(shù)發(fā)射器和接收器的原理僅在滿足I和Q數(shù)據(jù)路徑的相位和幅度要求時才成立。信號路徑中的不匹配將導致LO兩側(cè)的鏡像信號無法準確抵消。此類問題的示例如圖 10 和圖 11 所示。在不使用零中頻的情況下，可以使用濾波來刪除圖像。但是，如果要使用零中頻架構(gòu)，則不需要的圖像直接落在所需信號的頻譜范圍內(nèi)，如果圖像功率足夠大，則會發(fā)生故障情況。因此，使用零中頻和復數(shù)混頻可以提供最佳的系統(tǒng)設(shè)計解決方案，但前提是設(shè)計能夠消除沿信號路徑的幅度失配相位。

高級算法支持

復雜混頻器架構(gòu)的概念已經(jīng)存在多年，但在動態(tài)無線電環(huán)境中滿足相位和幅度要求的挑戰(zhàn)限制了其在零中頻模式下的使用。ADI公司通過結(jié)合智能芯片設(shè)計和高級算法克服了這一挑戰(zhàn)。該設(shè)計接受將存在信號路徑損傷;然而，這些通過智能硅設(shè)計被最小化。剩余的缺陷通過自優(yōu)化正交糾錯（QEC）算法進行校準。圖 12 提供了一個概念性概述。

圖 12.先進的 QEC 算法和智能芯片設(shè)計，支持零中頻架構(gòu)。

在AD9371等ADI收發(fā)器器件上，QEC算法位于片內(nèi)ARM處理器中。它始終了解硅信號路徑、調(diào)制射頻輸出和輸入信號。它利用這些知識以受控的預測方式智能地調(diào)整信號路徑配置文件，而不是下意識的反應方式。算法性能如此之好，可以最好地描述為以數(shù)字方式輔助模擬信號路徑的性能。?

動態(tài)QEC校準算法只是ADI收發(fā)器內(nèi)部駐留和運行的高級算法的一個例子，盡管是一個突出的例子。LO泄漏消除等其他器件并存，并將零中頻架構(gòu)提升到最佳性能水平。雖然這些第一代收發(fā)器算法主要用于技術(shù)支持，但第二代收發(fā)器算法（如數(shù)字預失真（DPD））不僅提高了收發(fā)器的性能，而且提高了整個系統(tǒng)的性能。

所有系統(tǒng)都有限制其性能的缺陷。第一代算法主要側(cè)重于校準片上限制，而下一代算法則利用算法的智能來補償收發(fā)器外部的系統(tǒng)性能和效率限制。示例包括 PA 失真和效率（DPD 和 CFR）、雙工器性能 （TxNc） 和無源互調(diào)問題 （PIM）。

結(jié)論

復雜混頻器已經(jīng)存在多年，但它們提供的鏡像抑制性能不允許它們在零中頻配置中使用。智能芯片設(shè)計和高級算法的結(jié)合消除了以前阻礙零中頻架構(gòu)在高性能系統(tǒng)中適應的性能障礙。由于消除了性能限制，零中頻架構(gòu)的使用在濾波、功耗、系統(tǒng)復雜性、尺寸、熱量和重量方面節(jié)省了成本（Brad Brannon的早期文章中廣泛討論了該主題）1).

對于復數(shù)混頻器和零中頻，我們可以將 QEC 和 LOL 算法視為啟用函數(shù)。然而，隨著算法開發(fā)范圍的擴大，它為系統(tǒng)設(shè)計人員提供了更高的性能水平，使他們能夠在無線電設(shè)計中具有更大的靈活性。他們可能會選擇增強的性能，但他們也可以使用算法獲得的增益來補償其無線電設(shè)計中成本或尺寸較低的組件。

審核編輯：郭婷