本文通過(guò)探討在具有嚴(yán)格功耗和成本限制的系統(tǒng)中使用同步解調(diào)進(jìn)行傳感器信號(hào)調(diào)理的一些設(shè)計(jì)考慮因素來(lái)擴(kuò)展討論。經(jīng)過(guò)精心設(shè)計(jì)，模擬系統(tǒng)在簡(jiǎn)單、低成本和低功耗方面無(wú)與倫比。這種架構(gòu)在模擬域中執(zhí)行大部分信號(hào)處理。

傳感器激勵(lì)

傳感器無(wú)處不在，用于測(cè)量溫度、光、聲音和各種其他環(huán)境參數(shù)。一些傳感器充當(dāng)與參數(shù)相關(guān)的電壓或電流源。例如，熱電偶產(chǎn)生的電壓與參考結(jié)和測(cè)量點(diǎn)之間的溫差成正比。大多數(shù)傳感器具有傳遞函數(shù)，這些傳遞函數(shù)遵循與物理參數(shù)的已知關(guān)系。傳遞函數(shù)通常為阻抗，其中電流是傳感器輸入，傳感器兩端的電壓指示感興趣的參數(shù)。電阻傳感器（如稱(chēng)重傳感器、RTD 和電位計(jì)）分別用于測(cè)量應(yīng)變、溫度和角度。首先，電阻式傳感器與頻率無(wú)關(guān)，沒(méi)有相位響應(yīng)。

許多傳感器需要交流激勵(lì)信號(hào)，因?yàn)樗鼈兊膫鬟f函數(shù)在頻率和相位上發(fā)生變化。示例包括電感式接近傳感器和電容式濕度傳感器。生物特征阻抗測(cè)量可以產(chǎn)生有關(guān)呼吸頻率、脈搏率、水合作用和許多其他生理參數(shù)的信息。在這些情況下，幅度、相位或兩者可用于確定感測(cè)參數(shù)的值。

在某些應(yīng)用中，探頭將被測(cè)樣品變成傳感器。例如，色度計(jì)使用LED將光線照射到被測(cè)液體樣品中。樣品的光吸收調(diào)節(jié)光電二極管檢測(cè)到的光量，以揭示被測(cè)液體的特征。血氧水平可以通過(guò)測(cè)量血管組織中紅光和紅外光的光吸收差異來(lái)確定。超聲波換能器根據(jù)超聲波在氣體中傳播時(shí)的多普勒頻移來(lái)測(cè)量氣體流速。所有這些系統(tǒng)都可以使用同步解調(diào)來(lái)實(shí)現(xiàn)。

圖1所示為用于測(cè)量傳感器輸出信號(hào)的同步解調(diào)系統(tǒng)。激勵(lì)信號(hào)，fx，充當(dāng)載波，傳感器根據(jù)被測(cè)參數(shù)的幅度、相位或兩者進(jìn)行調(diào)制。信號(hào)可以放大和濾波，然后由相敏檢波器（PSD）調(diào)制回直流。輸出濾波器（OF）將信號(hào)的帶寬限制在被測(cè)參數(shù)的頻率范圍內(nèi)。

圖1.同步解調(diào)系統(tǒng)。

傳感器輸出端的噪聲可能是由內(nèi)部源或外部耦合引起的。低頻（1/f）噪聲通常會(huì)限制傳感器或測(cè)量電子設(shè)備的性能。許多傳感器也容易受到低頻環(huán)境噪聲的干擾。光學(xué)測(cè)量容易受到背景光的影響，電磁傳感器容易受到電源輻射的影響。自由選擇激勵(lì)頻率以避免噪聲源是同步解調(diào)的一個(gè)關(guān)鍵優(yōu)勢(shì)。

選擇能夠降低這些噪聲源影響的激勵(lì)頻率是優(yōu)化系統(tǒng)性能的重要方法。所選的激勵(lì)頻率應(yīng)具有低本底噪聲，并且距離噪聲源足夠遠(yuǎn)，以便適度的輸出濾波可以將噪聲降低到可接受的水平。傳感器激勵(lì)通常是功率預(yù)算中最大的項(xiàng)目。如果傳感器的靈敏度與頻率的關(guān)系已知，則可以通過(guò)以靈敏度較高的頻率激勵(lì)傳感器來(lái)降低功耗。

相敏檢測(cè)器

了解抗混疊濾波器（AAF）和OF的要求需要了解PSD。考慮一個(gè)PSD，它使用激勵(lì)信號(hào)將輸入信號(hào)同步乘以+1和–1。這相當(dāng)于將輸入信號(hào)乘以相同頻率的方波。圖2a顯示了輸入信號(hào)、基準(zhǔn)電壓源和PSD輸出的時(shí)域波形，其中輸入信號(hào)是相對(duì)于基準(zhǔn)電壓源具有任意相位的方波。

當(dāng)輸入和基準(zhǔn)完全同相時(shí)，相對(duì)相位為0°，開(kāi)關(guān)輸出為直流，PSD輸出電壓為+1。隨著相對(duì)相位的增加，開(kāi)關(guān)輸出變?yōu)閰⒖碱l率兩倍的方波，占空比和平均值線性減小。在相對(duì)相位為90°時(shí)，占空比為50%，平均值為0。在相對(duì)相位為180°時(shí)，PSD輸出電壓為–1。圖2b顯示了方波和正弦波輸入信號(hào)的相對(duì)相位從0°掃描到360°時(shí)PSD的平均輸出值。

圖2.（a） 私營(yíng)部門(mén)司的時(shí)域波形。

（b） 私營(yíng)部門(mén)司產(chǎn)出作為相對(duì)相位函數(shù)的平均值。

正弦波情況不如方波情況直觀，但可以通過(guò)逐項(xiàng)相乘并分為和差分量來(lái)計(jì)算，如下所示：

根據(jù)需要，PSD產(chǎn)生與基頻下輸入信號(hào)相對(duì)相位的余弦成比例的響應(yīng)，但它也產(chǎn)生對(duì)信號(hào)的每個(gè)奇次諧波的響應(yīng)。由于輸出濾波器被認(rèn)為是相敏檢波器的一部分，信號(hào)傳輸路徑看起來(lái)像一系列以參考信號(hào)的奇次諧波為中心的帶通濾波器。帶通濾波器的帶寬由低通輸出濾波器的帶寬決定。PSD輸出響應(yīng)是這些帶通濾波器的總和，如圖3所示。直流處出現(xiàn)的響應(yīng)部分落在輸出濾波器的通帶內(nèi)。在參考頻率的偶次諧波處出現(xiàn)的響應(yīng)部分將被輸出濾波器抑制。

圖3.有助于PSD輸出的信號(hào)輸入頻譜。

乍一看，輸出濾波器通帶中無(wú)限的諧波混疊似乎注定了這種方法的失敗。但是，噪聲混疊的影響得到了緩解，因?yàn)槊總€(gè)諧波項(xiàng)都按遞減因子縮放，并且各種諧波處的噪聲相加為平方根和。假設(shè)輸入信號(hào)的噪聲頻譜密度恒定，我們可以計(jì)算諧波混疊的噪聲影響。

讓 Vn是以基頻為中心的傳輸窗口中的積分噪聲。總均方根噪聲，VT是

使用一個(gè)方便的公式來(lái)計(jì)算幾何級(jí)數(shù)的總和，該公式指出

諧波窗口引起的均方根噪聲增加為

因此，所有諧波窗口引起的均方根噪聲僅使總噪聲增加11%或1 dB。輸出仍然容易受到帶通濾波器通帶中的干擾因素的影響，PSD之前傳感器或電子設(shè)備的諧波失真會(huì)導(dǎo)致輸出信號(hào)誤差。如果這些諧波失真項(xiàng)大得令人無(wú)法接受，則可以使用抗混疊濾波器來(lái)減少它們。以下設(shè)計(jì)示例將考慮抗混疊和輸出濾波器的要求。

LVDT設(shè)計(jì)示例

圖4顯示了一個(gè)同步解調(diào)電路，該電路從線性可變位移變壓器（LVDT）中提取位置信息，LVDT是一種特殊繞組的變壓器，具有固定在待測(cè)位置上的可移動(dòng)磁芯。激勵(lì)信號(hào)施加到初級(jí)。次級(jí)上的電壓與磁芯的位置成比例變化。

LVDT有許多類(lèi)型以及從中提取位置的方法。該電路在4線模式下使用LVDT。兩個(gè)LVDT次級(jí)輸出連接，使電壓相互對(duì)立，執(zhí)行減法。當(dāng)LVDT磁芯處于零位置時(shí)，次級(jí)上的電壓相等，繞組兩端的差電壓為零。當(dāng)磁芯從零點(diǎn)位置移動(dòng)時(shí)，次級(jí)繞組兩端的壓差增加。LVDT輸出電壓的符號(hào)隨方向而變化。本例選擇的LVDT測(cè)量±2.5mm的滿(mǎn)量程磁芯位移。電壓傳遞函數(shù)為0.25，這意味著當(dāng)磁芯從中心位移2.5 mm時(shí)，施加到初級(jí)端的差分輸出將為每伏250 mV。

圖4.簡(jiǎn)化的LVDT位置檢測(cè)電路。

集成同步解調(diào)器

ADA2200集成同步解調(diào)器采用獨(dú)特的電荷共享技術(shù)，在模擬域中執(zhí)行離散時(shí)間信號(hào)處理。其信號(hào)路徑由輸入緩沖器、執(zhí)行抗混疊濾波的FIR抽取濾波器、可編程IIR濾波器、相敏檢波器和差分輸出緩沖器組成。其時(shí)鐘生成功能將激勵(lì)信號(hào)與系統(tǒng)時(shí)鐘同步。可編程功能通過(guò)SPI兼容接口進(jìn)行配置。

圖5.ADA2200同步解調(diào)器

24位Σ-Δ型ADC產(chǎn)生的4.92 MHz時(shí)鐘用作主時(shí)鐘。ADA2200產(chǎn)生為濾波器和PSD計(jì)時(shí)所需的所有內(nèi)部信號(hào)，以及在RCLK引腳上生成激勵(lì)信號(hào)。它將主時(shí)鐘除以 1024，以產(chǎn)生 4.8kHz 信號(hào)來(lái)控制 CMOS 開(kāi)關(guān)。CMOS 開(kāi)關(guān)將低噪聲 3.3V 源轉(zhuǎn)換為 LVDT 的方波激勵(lì)信號(hào)。用于激勵(lì)源的 3.3V 電源也用作 ADC 基準(zhǔn)電壓源，因此電壓源中的任何漂移都不會(huì)降低測(cè)量精度。在滿(mǎn)量程位移時(shí)，LVDT將輸出1.6 V峰峰值輸出電壓。

抗鋸齒濾波

LVDT輸出和ADA2200輸入之間的RC網(wǎng)絡(luò)提供LVDT輸出信號(hào)的低通濾波，并產(chǎn)生最大化解調(diào)器輸出信號(hào)所需的相對(duì)相移。回想一下圖2b，最大PSD輸出是如何在0°或180°的相對(duì)相移時(shí)發(fā)生的。ADA2200具有90°相位控制功能，也可使用±90°相對(duì)相位偏移。

解調(diào)頻率的奇數(shù)倍處的信號(hào)能量將出現(xiàn)在輸出濾波器的通帶中。FIR抽取濾波器實(shí)現(xiàn)抗混疊濾波，在這些頻率下提供至少50 dB的衰減。

如果需要，IIR濾波器可以提供額外的濾波或增益。由于IIR濾波器位于相敏檢波器之前，其相位響應(yīng)將影響PSD信號(hào)輸出帶寬。在設(shè)計(jì)濾波器響應(yīng)時(shí)必須考慮到這一點(diǎn)。

輸出濾波器

應(yīng)選擇輸出濾波器的通帶，使其與被測(cè)參數(shù)的帶寬相匹配，但要限制系統(tǒng)的寬帶噪聲。輸出低通濾波器還必須抑制在PSD的偶數(shù)倍處產(chǎn)生的輸出雜散。

本電路使用AD7192 Σ-Δ型ADC固有的LPF。它可以被編程為具有 sinc。3或 sinc4響應(yīng)，傳遞函數(shù)以輸出數(shù)據(jù)速率的倍數(shù)歸零。圖 6 顯示了 sinc3傳遞函數(shù)歸一化為ADC輸出數(shù)據(jù)速率。

將ADC的輸出數(shù)據(jù)速率設(shè)置為等于解調(diào)頻率，可抑制PSD輸出端的雜散。ADC的可編程輸出數(shù)據(jù)速率充當(dāng)可選帶寬輸出濾波器。可用的輸出數(shù)據(jù)速率（f數(shù)據(jù)） 為 4.8 kHz/n，其中 1 ≤ n ≤ 1023。因此，ADC針對(duì)每個(gè)輸出數(shù)據(jù)值在n個(gè)解調(diào)時(shí)鐘周期內(nèi)對(duì)解調(diào)器輸出求平均值。由于主時(shí)鐘和ADC時(shí)鐘是同步的，ADC輸出濾波器的傳遞函數(shù)零點(diǎn)將直接落在調(diào)制頻率的每個(gè)諧波上，并且對(duì)于n的任何值，所有輸出雜散都將被抑制。

圖6.AD7192 sinc3濾波器傳遞函數(shù)

可編程輸出數(shù)據(jù)速率可在噪聲和帶寬/建立時(shí)間之間進(jìn)行直接權(quán)衡。輸出濾波器的噪聲帶寬為0.3 × f數(shù)據(jù);3 dB 頻率：0.272 × f數(shù)據(jù);和 3/F 的建立時(shí)間數(shù)據(jù).

ADC數(shù)字濾波器在4.8 kHz的最高輸出數(shù)據(jù)速率下具有約1.3 kHz的3 dB帶寬。解調(diào)器和ADC之間的RC濾波器在該頻率下相對(duì)平坦，以最大限度地降低ADC所需的帶寬。在最大數(shù)據(jù)速率較低的系統(tǒng)中，RC濾波器轉(zhuǎn)折頻率可以成比例地降低。

噪聲性能

電路的輸出噪聲是ADC輸出數(shù)據(jù)速率的函數(shù)。表1顯示了數(shù)字化數(shù)據(jù)中的有效位數(shù)與ADC采樣速率的關(guān)系，假設(shè)滿(mǎn)量程輸出電壓為2.5 V。噪聲性能與LVDT磁芯位置無(wú)關(guān)。

表 1.噪聲性能與帶寬的關(guān)系

如果ADA2200的輸出噪聲與頻率無(wú)關(guān)，則輸出數(shù)據(jù)速率每降低4×，預(yù)期有效位數(shù)將增加一位。由于ADA2200輸出驅(qū)動(dòng)器的1/f噪聲在較低的輸出數(shù)據(jù)速率下，ENOB不會(huì)增加太多，在較低的輸出數(shù)據(jù)速率下，該噪聲開(kāi)始主導(dǎo)本底噪聲。

線性

通過(guò)首先在±2.0 mm的磁芯位移下執(zhí)行兩點(diǎn)校準(zhǔn)來(lái)測(cè)量線性度。根據(jù)這些測(cè)量結(jié)果，確定了斜率和偏移量，以建立最佳直線擬合。接下來(lái)，在±2.5毫米滿(mǎn)量程范圍內(nèi)對(duì)磁芯位移進(jìn)行測(cè)量。從直線數(shù)據(jù)中減去測(cè)量數(shù)據(jù)以確定線性誤差。

圖7.位置線性誤差與LVDT磁芯位移的關(guān)系。

用于電路評(píng)估的 E 系列 LVDT 在 ±2.5mm 位移范圍內(nèi)指定了 ±0.5% 的線性度。電路性能超過(guò)LVDT規(guī)格。

功耗

該電路的總功耗為10.2 mW，其中驅(qū)動(dòng)LVDT的功率為6.6 mW，其余部分為3.6 mW。通過(guò)增加LVDT激勵(lì)信號(hào)，可以提高電路SNR，但代價(jià)是功耗增加。或者，可以通過(guò)降低LVDT激勵(lì)信號(hào)并使用低功耗、雙通道運(yùn)算放大器放大LVDT輸出信號(hào)以保持電路的SNR來(lái)降低功耗。

結(jié)論

許多傳感器信號(hào)調(diào)理挑戰(zhàn)都具有可以通過(guò)同步解調(diào)解決的特性。激勵(lì)頻率低于1 MHz且動(dòng)態(tài)范圍要求在80 dB至100 dB范圍內(nèi)的系統(tǒng)可以通過(guò)低成本、低功耗模擬電路來(lái)解決，只需最少的數(shù)字后處理。了解相敏檢波器的工作原理以及傳感器輸出端可能的噪聲特性是確定系統(tǒng)濾波器要求的關(guān)鍵。

審核編輯：郭婷