具有固定占空比為 50% 的簡單推挽式 DC/DC 轉換器通常用作通信系統、醫療器械和分布式電源中的低噪聲變壓器驅動器。這種簡單的方案不提供電壓調節，需要低壓差（LDO）后置穩壓器，這種組合會帶來潛在的嚴重問題。首先，驅動器輸入電壓的任何顯著變化以及固定的50%占空比都會增加LDO兩端的差分電壓，從而導致LDO的顯著功率損耗和高溫升。其次，低開關頻率需要相對笨重的變壓器，有時占用30%至50%的轉換器空間。

LT?3999 單片式 DC/DC 推挽式驅動器通過兩個重要特性避免了這些問題：占空比控制和高頻操作：

占空比控制允許對寬 V 進行補償在變化是標準固定占空比變壓器驅動器無法做到的，在面對寬輸入范圍時大大降低了LDO損耗。

高達 1MHz 的高開關頻率可實現更小的變壓器和更低的輸出紋波。

LT3999 將這兩個特性與高 36V 輸入電壓和 1A 輸入電流能力相結合，使其成為一款高功率和靈活的低噪聲推挽式轉換器 IC。

本文介紹了兩個分步設計過程：一個用于具有寬輸入范圍的推挽式DC/DC轉換器，另一個用于具有固定輸入電壓的緊湊型高頻變壓器驅動器。

推挽式 DC/DC 轉換器設計，適用于寬范圍輸入

圖1b中的流程圖顯示了如何通過八個簡單的步驟設計推挽式轉換器。這些階躍產生 LT3999 10V–15V 輸入、±12V 輸出、200mA 1MHz 推挽式轉換器，如圖 1a 所示。

圖1.（a） LT3999 推挽式 DC/DC 轉換器，具有寬輸入范圍和占空比控制 （b） 簡單的 8 步推挽式轉換器設計

圖2.通過電阻分壓器設置精密 UVLO 和 OVLO/DC，使用 （a） 2 電阻方法或 （b） 3 電阻方法。

第 1 步：設置開關頻率 （RT)

首先，用R設置開關頻率T;從 LT3999 數據手冊的表 1 中選擇的值。

第 2 步：設置輸入電壓范圍（UVLO、OVLO/DC）

UVLO（欠壓鎖定）和 OVLO/DC（過壓鎖定/占空比）引腳用于設置輸入電壓范圍。可以使用 2 電阻或 3 電阻方法。對于圖2a所示的2電阻方法，RB分別使用 UVLO 和 OVLO/DC 的公式 1 和 2 計算。對于低損耗，我們可以假設 R一個= 1MΩ。

對于圖2b所示的3電阻方法，R答1和 RB分別由 UVLO 和 OVLO/DC 的等式 3 和 4 計算得出。R答2可以選擇1MΩ左右。

對于圖1a中使用的2電阻方法：

第 3 步：設置最大占空比 （R直流（最大）)

最大占空比（直流）.MAX） 由切換周期 （TS = 1/fSW） 和非重疊時間 （TD（分鐘）） 在兩個電源開關之間，如公式 5 所示。對于2電阻方法，R直流由公式 6 計算。對于 3 電阻方法，將 R 替換為 R一個= R答1( 1答2在等式 6 中。

在圖 1（a） 示例中，TS = 1μs/ 7D（分鐘）= 70ns （數據手冊中的典型值），V在（分鐘） = 10V， R一個= 1M， RB= 143k。計算 5 和 6 給出直流.MAX= 0.43 和 R直流= 13.3k。

步驟 4：選擇變壓器 （T1）

變壓器匝數比如公式7所示。

V西 南部是內部開關的開關飽和電壓。VF是整流二極管的正向電壓。V低密度脂蛋白1和 V低密度脂蛋白2是正負LDO的壓差。V西 南部= 0.4V， VF= 0.7V， V低密度脂蛋白1= V低密度脂蛋白2= 0.8V是很好的經驗法則。如果找不到具有精確計算匝數比的商用變壓器，請選擇一個接近的變壓器并計算直流.MAX相應地在等式7中。然后，重新計算 R直流在公式6中基于新直流電.MAX.

在圖 1（a） 示例中，V輸出1= ?V輸出2= 12V 和 V在（分鐘）= 10V，因此為 D 選擇沃斯 750314781 （N = 2）最高時電= 0.43。

步驟 5：設計整流器（D1、D2、D3 和 D4）

整流橋兩端的峰值電壓由變壓器二次側電壓（V秒） 加上任何振鈴電壓尖峰。V秒使用公式 8 計算。然而，振鈴電壓尖峰很難預測，因為它取決于環路電阻、變壓器的漏感和整流器的結電容。作為一般規則，整流器額定電壓（V娛樂） 應至少為變壓器匝數比乘以最大輸入電壓的 1.5 倍。由于兩個次級繞組連接在整流橋上，因此需要2倍，從而產生整流器額定電壓的公式：

整流器的額定電流（I娛樂） 應大于負載電流。

當 V在（最大）= 15.5V， N = 2， V娛樂≥ 93V，I娛樂≥ 200mA：中央CMSH1-200HE（200V，1A）滿足這些要求。

圖3.LDO （U2） V在? V外差分和功率損耗與輸入電壓的關系

圖4.LDO （U2） V在? V外差分和功率損耗與負載的關系

第 6 步：選擇電感器（L1、L2）

最小電感值（L最低） 由內部切換器的峰值電流限值 （I林），如等式9所示。

電感越高，調節效果越好，電壓紋波越低，但需要相應更大的體積部件。最佳電感值是通過考慮輸出噪聲和解決方案體積要求來確定的。

當 V在（最大）= 15.5V，直流最低= 0.28， TS = 1μs， N = 2， I林= 1A， I輸出1= I輸出2= 200mA， L最低= 38.3μH：線藝XFL3012-393MEC （39.3μH）在不增加不必要的尺寸的情況下滿足這些要求。

步驟 7：選擇低壓差線性穩壓器（U2、U3）

LDO的最大電壓發生在空載下的最大輸入電壓下，當V秒等于 V在（最大）? N.LDO的額定電流應大于負載電流。

當 V在（最大）= 15.5V， N = 2，LDO 的額定電壓應分別為 31V 和 ?31V，分別由 LT3065 （45V， 500mA） 和 LT3090 （?36V， 400mA） 滿足。

步驟 8：添加緩沖器（CS 和 RS）

設計RC緩沖器的推薦方法（CS和 RS圖 1） 中）是測量 LT3999 的 SWA 和 SWB 引腳在其開關穩壓器在沒有緩沖器的情況下關斷時的振鈴周期，然后添加電容 — 從 100pF 范圍內的電容開始 — 直到振鈴周期延長 1.5 倍至 2 倍。

周期的變化決定了寄生電容的值（C?），其中寄生電感（L?） 可以從初始周期確定。同樣，可以使用數據手冊中的開關電容和變壓器漏感值來估計初始值。

一旦知道漏極節點電容和電感的值，就可以在緩沖電容上增加一個串聯電阻，以耗散功率并嚴格抑制振鈴。使用觀測周期（t時期和 t周期（已占用）） 和緩沖電容 （CS） 如下。有關詳細信息，請參閱 LT3748 的產品手冊。

結果

圖3、4和圖5中的測量結果表明，圖1所示推挽式轉換器中的占空比控制保持低V。在? V外LDO 兩端的差分，從而將功率損耗和溫升降至最低。圖3顯示，當每個LDO為200mA時，V差異，在 10V – 15V 的整個輸入電壓范圍內保持在 2.5V 以下。圖4顯示，在整個負載電流范圍內，功率損耗仍然很低。圖5和圖6顯示了熱結果。

為了進行比較，圖7顯示了禁用占空比控制并啟用占空比控制的設計的效率比較。當輸入電壓增加時，效率急劇下降。圖8顯示了禁用占空比控制并啟用占空比控制時正LDO兩端的差分電壓。圖9和圖10顯示了熱結果。很明顯，占空比控制降低了差分電壓，提高了效率和熱性能。

圖5.圖1中設計的熱圖像，V在= 10V

圖6.熱圖像，V在= 15V

用于固定輸入電壓的緊湊型變壓器驅動器

通常，基本非穩壓變壓器驅動器轉換器的輸出電壓隨著負載電流的變化而顯著變化。為了產生穩定的電壓，強烈建議在輸出端使用LDO。圖 6a 示出了使用 LT3999 的低元件數變壓器驅動器的原理圖。圖 6b 顯示了設計流程圖。

流程圖中的四個簡單步驟可用于設計一個1MHz、低器件數、5V輸入、5V輸出400mA輸出變壓器驅動器。

第 1 步：設置開關頻率 （RT)

LT3999 的開關頻率由單個 R 設定T根據 LT3999 數據手冊中的表 （頻率范圍為 50kHz 至 1MHz） 選擇電阻器。

在設計示例中，對于高頻f西 南部= 1兆赫，RT= 12.1k。

步驟 2：選擇變壓器 （T1）

變壓器匝數比由以下因素決定：

其中 V西 南部是內部開關穩壓器的開關飽和電壓，VF是整流二極管的正向電壓。

圖7.禁用占空比控制并啟用占空比控制時設計的效率比較，I輸出1= I輸出2= 200mA

V線性分布器是從非穩壓變壓器驅動器輸出到后穩壓低噪聲輸出的壓降。V線性分布器是最高電流下的壓降，因此應將其最小化。0.8V提供足夠的壓降，以避免壓降，而不會使LDO變熱。一個好的經驗法則假設是VSW = 0.4V，VF = 0.7V，V線性分布器= 0.8V。

變壓器的額定電流應比輸出電流大20%~50%，以留出一定的空間。

峰值磁化電流（IM（峰值））和反射到初級側的滿載電流（N?I外） 應小于內部切換器的峰值電流限值 （I林).基于此，最小LM（L米（分鐘）） 是必需的。

圖8.LDO （U2） V在? V外差分與V在滿載時，禁用占空比控制并啟用占空比控制，I輸出1= I輸出2= 200mA

圖9.圖1、V電路中禁用占空比控制的設計熱圖像在= 10V

圖 10.圖1、V電路中禁用占空比控制的設計熱圖像在= 15V

我M（峰值）+ N ? I外

對于 V外= V在= 5V，線藝PA6383-AL（N = 1.5）非常適合。

第 3 步：整流器（D1、D2）

根據電壓和電流選擇整流二極管。由于其中心抽頭結構，二極管兩端的電壓是變壓器二次電壓的兩倍以上。整流器的額定電壓應大于2N?V在= 15V，可能減少20%。

圖 11.（a） 零件數量少，固定輸入電壓互感器驅動器。（b） 變壓器驅動器的設計流程圖

CMSH1-20M（20V，1A）滿足這些要求。

第 4 步：低壓差線性穩壓器（U2，可選）

可選后置穩壓 LDO 的最大輸入電壓 （VLDO_IN（最大）） 在空載時發生，等于 V在? N = 7.5V。LDO的額定電流應大于負載電流（在設計示例中為>400mA）。

LT1763 （20V， 500mA） 是用于 5V、400mA 輸出的良好 LDO。

結論

LT?3999 是一款單片式 DC/DC 變壓器驅動器，其具有占空比控制、高頻和高功率。它允許寬輸入電壓范圍和LDO的低損耗，同時由于其高頻操作而使用小型無源元件。它還具有高達 36V 的輸入電壓和高達 1A 的輸入電流。

審核編輯：郭婷