MAX1734電壓模式降壓型DC-DC轉換器設計用于中等ESR鉭電容;但是，通過稍微改變反饋方案，可以使用小型低ESR陶瓷電容器。提供了原理圖、設計公式和負載瞬態響應波形。

許多降壓型 DC-DC 控制器 IC 都集成了電壓模式控制算法。因此（為了在連續導通模式下穩定工作），所得應用電路的輸出電容通常是高ESR鉭型。然而，圖1所示電路允許使用廉價的陶瓷輸出電容。為了消除反饋環路中相位滯后的影響，反饋來自LX引腳而不是輸出。

圖1.在這個簡單的應用電路中，降壓型DC-DC轉換器采用陶瓷輸出電容工作。

與標準應用電路相比，陶瓷電容電路具有多種優勢。首先，陶瓷電容器比鉭電容器更容易獲得。其次，（見圖2）它們產生的輸出紋波較小（<5mV）聚丙烯與 >20mV 相比聚丙烯），負載瞬態過沖更低 （<50mV聚丙烯與 >100mV 相比聚丙烯).丙肝1需要 20mV聚丙烯或更多在 OUT 引腳上，以便在負載下穩定工作。要滿足此要求，請首先計算 R1 值：

圖2.負載瞬態響應波形（頂部跡線）表明，陶瓷輸出電容產生的輸出紋波更低，過沖更少。

根據MAX1734數據資料，V外為1.5V或1.8V，L1為10μH，Tmin為0.4μsec，I最大負載是250mA，而我外感為 4μA。結果是 R1 = 4.3kΩ 對于 V外= 1.8V，V時R1 = 5.2kΩ外= 1.5V。因此，R1可以四舍五入到5kΩ。接下來，計算前饋電容值：

如果R1 = 5kΩ和V外= 1.5V，然后 Cff < 12nF。選擇 Cff = 10nF。選擇小得多的值將導致負載瞬態過沖，而選擇較大的值將導致負載條件下的不穩定。為了優化負載瞬變，電感串聯電阻應

在這種情況下，RL值應約為200mΩ，這允許使用小電感器，并且在最大負載下僅導致約3%的效率下降。因為電感時間常數L1/RL與反饋時間常數 R1 匹配 × Cff 中，短期負載瞬態響應等于直流負載調整率（圖 2）。如果 RL選擇小于200mΩ時，峰峰值負載瞬態電壓將增加，但直流負載調整率將降低。

最后，選擇 C外足夠大，穩定性：

其中 ΔIL當MAX1734采用10μH電感工作時，約為100mA電流。在這種情況下，C外應大于 4μF。

1MAX1734降壓型DC-DC轉換器在2.7V至5.5V輸入電壓范圍內提供固定的1.8V或1.5V輸出/250mA。其 5 引腳 SOT23 封裝和內部同步整流器允許使用最少的外部元件實現小型應用電路。

審核編輯：郭婷