低頻段（300MHz至450MHz）ISM射頻發射器已經服務于歐洲434MHz市場，以及美國260MHz至470MHz頻段中最重要的頻率。本應用筆記解釋了如何利用現有的低頻段RF IC器件創建868MHz發送器，以服務于歐洲免許可的868MHz至870MHz頻段。

本文專門討論了一系列測試，并分析了設計用于300MHz至450MHz范圍的一個或多個ISM頻段RF發射器在868MHz下可以傳輸多少功率。

理論挑戰

大多數低頻段ISM發射器中的開關功率放大器（PA）產生的二次諧波僅比基頻低3dB。如果可以犧牲一些效率和功率，是否有可能從設計用于434MHz工作的IC創建可維修的868MHz ASK發送器？由于相位噪聲密度剛好足以滿足歐洲電信標準協會（ETSI）在歐洲434MHz免許可頻段的帶外發射標準，因此相位噪聲密度無法滿足868MHz頻段更嚴格的要求。然而，這并不意味著設計868MHz ASK發射器沒有價值。一些客戶將有非常低發射功率的應用，或者也許可以對低頻段IC上的振蕩器進行一些修改，而無需全新的設計？

開關功率放大器的射頻頻譜

大多數ISM低頻段RF發射器中的開關PA產生一系列周期性的0.25占空比脈沖，其中脈沖周期是載波頻率的周期。該脈沖序列的理論頻譜是一組均勻分布的線路，是載波頻率的倍數。每條線的幅度由sinc（sinx/x）曲線加權，該曲線包含載波頻率4倍倍的零。圖1顯示了434MHz載波頻率的頻譜前六條線。868MHz分量（二次諧波）的幅度僅比基波434MHz分量低3dB。實際上，開關放大器驅動調諧電路，其特性取決于基頻諧波的所需抑制。如果調諧電路具有相對寬帶的特性，則應以低于基頻3dB的功率水平輻射868MHz分量。

圖1.434MHz時25%占空比RF脈沖序列的基波和諧波的理論功率貢獻。

通過去除MAX7044EVKIT的諧波濾波器并將偏置電感改為62nH驗證了3dB的差異，該值與大約2pF至2.5pF的雜散電容諧振。這種L-C組合形成的諧振電路具有寬帶寬。因此，當PA輸出直接連接到50Ω負載時，它不會顯著衰減868MHz諧波。圖2顯示了434MHz和868MHz組件的頻譜分析儀跡線。868MHz分量比434MHz分量低3.5dB，諧振電路僅減少0.5dB。

圖2.MAX7044EVKIT ISM發送器的頻譜，諧振電路調諧至434MHz

下一步是修改匹配網絡組件，以增強868MHz二次諧波并衰減434MHz基頻。

針對 868MHz 操作修改天線匹配電路

用于 434MHz 操作的匹配網絡拓撲

MAX7044評估板經過修改，工作頻率為868MHz，采用434MHz工作時已有的元件拓撲結構。300MHz至450MHz頻段的所有ISM射頻發送器評估板的匹配網絡具有相同的拓撲結構，如圖3所示。參考指示符與MAX7044評估板相同。

圖3.MAX7044評估板的匹配網絡和參考指示符

有幾種方法可以通過這種拓撲實現與50Ω負載的匹配網絡。最直接的方法是將C2-L3-C6 pi網絡填充為50Ω低通濾波器，用于諧波抑制。接下來，使用C1-L1組合作為“L”窄帶阻抗變換網絡，將50Ω轉換為更高的阻抗。除MAX7044和MAX7060 280MHz至450MHz可編程發送器外，所有Maxim ISM RF低頻段發送器在驅動125Ω至250Ω阻抗時均具有最高的能效。MAX7044驅動50Ω至60Ω負載時，在低頻帶（13dBm，2.7V電源）內達到最高功率。通過增加提供給發射器PA輸出的阻抗，可以實現更低的功率電平和更低的電源電流。為了在低頻段正常工作，選擇電感和電容以在設計頻率下向PA提供所需的阻抗。對于MAX7044評估板，所選值與433.92MHz時的50Ω匹配良好。

以下實驗的目的是改變433.92MHz評估板中的匹配元件（在868MHz時提供良好的匹配），并降低434MHz時的發射功率。

調諧至868MHz的PA輸出諧振電路

開發868MHz匹配網絡的第一步是嘗試最簡單的匹配，即PA輸出端的868MHz諧振電路連接到50Ω電阻。這種方法用于產生圖1中的基線頻譜。但是，在這種情況下，偏置電感的選擇是為了在868MHz（而不是434MHz）處諧振PA引腳的雜散電容。為了得出圖4所示的原理圖，MAX7044EVKIT中的PA偏置電感從62nH（434MHz諧振電路）改為16nH（868MHz諧振電路）。此外，從pi網絡中移除了并聯電容，并將串聯電感替換為0Ω分流器。最后，將pi網絡和偏置電感之間的串聯電容C1更改為47pF，實際上是868MHz的直流模塊。

圖4.簡單的儲罐電路匹配網絡，用于MAX7044EVKIT，頻率為868MHz

下面列出了434MHz基頻和前四個諧波的功率測量。434MHz和868MHz組件的頻譜如圖5所示。頻率四舍五入到最接近的 1MHz。

VDD= 2.7V， I = 16.83mA， I鎖 相 環= 2.06mA，IPA= I - I鎖 相 環= 14.77mA

P（434兆赫） = +9.0dBm

P（868兆赫） = +8.65dBm

P（1302兆赫） = +4.5dBm

P（1736兆赫） = -3.0dBm

總PA效率（所有四個頻率的功率/（VDD× IPA）） = 46.6%

868MHz PA 效率 = 18.4%

圖5.MAX7044評估板頻譜，諧振電路調諧至868MHz。

由于868MHz諧振電路的帶寬比434MHz諧振電路的帶寬窄（雜散電容保持不變，因此電感需要減小4倍），因此對434MHz基頻的抑制足以使基波和二次諧波中的功率幾乎相等。諧振電路的這種簡單變化將868MHz分量與434MHz分量的功率比提高了約3dB。

868MHz 的高通匹配

下一步是將低通pi網絡更改為高通網絡，以進一步衰減434MHz分量。16nH PA偏置電感和串聯電容（47nH）沒有改變。通常用作高諧波抑制的低通濾波器的pi網絡改為簡單的高通L網絡，將天線連接器上的50Ω轉換為PA輸出引腳上的200Ω。為此步驟選擇了更簡單的L網絡，而不是完整的pi網絡，以最大程度地減少額外組件更改的數量并確定此更改的有效性。由于使用L網絡的PA輸出端的負載為200Ω（而不是50Ω），因此Tx功率的電流消耗應低于50Ω負載時的電流消耗。

圖6.高通L阻抗變換網絡。

下面列出了434MHz基頻和前四個諧波的功率測量。434MHz和868MHz組件的頻譜如圖7所示。頻率四舍五入到最接近的 1MHz。

VDD= 2.7V， IDC = 18.1mA， I鎖 相 環= 2.06mA，IPA= IDC-I鎖 相 環= 16.04mA

P（434兆赫） = +2.5dBm

P（868兆赫） = +11.2dBm

P（1302兆赫） = +4.0dBm

P（1736兆赫） = -3.2dBm

總輻射效率（所有四個頻率）= 41.5%

868MHz 輻射效率 = 30.4%

圖7.MAX7044評估板的頻譜，具有868MHz諧振電路和高通L網絡。

高通L網絡匹配衰減了434MHz分量，并將所需868MHz分量的效率顯著提高到30.5%。這表明，通過對現有匹配網絡進行一些簡單的更改，可以產生發射功率超過10dBm的868MHz信號到50Ω天線。

簡單匹配網絡更改摘要

MAX7044評估板的偏置電感被替換為更小的值，與IC和電路板電容組合在一起形成諧振電路，頻率為868MHz。這使得434MHz和868MHz分量的功率相等。用簡單的高通L匹配網絡代替諧波濾波器，可將868MHz至434MHz分量再提高9dB，因此868MHz是主要的發射頻率。功率效率有小損失，但該電路仍以超過10dBm的速度傳輸868MHz信號。可以進行更多的電路更改，以進一步增強868MHz分量相對于基波434MHz頻率及其高次諧波。

對今后工作的建議

這些簡單的變化證明，可以修改外部元件，以顯著擴大發射器IC的二次諧波功率（與基頻相比），同時保持高傳輸信號電平。這是一個良好的開端，但需要克服更多的障礙，以便傳輸符合歐洲868MHz和美國915MHz免許可頻段操作法規的信號。

868MHz 組件的進一步增強

通過增加由偏置電感和PA接地電容形成的諧振電路的Q值，可以改善868MHz分量的增強。這可以通過在PA輸出引腳上增加一個接地并減小偏置電感來實現。在本研究中，偏置電感減小到16nH，以與電路板和IC中的雜散電容諧振。電感可以減小到5nH至10nH范圍，總并聯電容增加到約6pF，然后各個組件的空載Q值會顯著降低整體效率。

高通L匹配網絡的434MHz抑制可以通過簡單地在圖6的C6位置添加一個并聯電感來形成高通pi網絡并調整電感值來改善。仔細選擇三個pi網絡組件應將434MHz分量的總抑制提高到25dB或30dB。這仍然低于滿足ETSI要求所需的46dB抑制，即如果868MHz發射信號為+10dBm，則所有雜散發射均低于-36dBm。在本應用筆記的末尾，還有更多改進廢品性能的建議方法。

保持變送器效率

到目前為止所做的修改集中在增強868MHz組件和拒絕434MHz組件。這些變化將PA效率從434MHz傳輸的近50%降低到868MHz傳輸的約30%。然而，進一步嘗試抑制434MHz信號可能會進一步降低效率。開發434MHz傳輸匹配網絡的早期測量表明，當434MHz匹配網絡失諧時，直流電流消耗增加。鑒于典型濾波器通過在這些頻率下呈現較差的匹配來抑制頻率，令人驚訝的是，這些測試中的電流消耗沒有增加更多。如何進一步增強434MHz的抑制性能，而不會導致直流電流進一步增加，從而降低效率？

雙工器方法

雙工器通常用于雙通道接收器系統，將公共接收天線連接到兩個接收器，每個接收器調諧到不同的頻率。雙工器在兩個設計頻率上都與天線形成良好的匹配。如果接收天線被PA取代，則434MHz分量和868MHz分量現在有一條單獨的路徑。868MHz路徑連接到發射天線，434MHz路徑連接到電路板上的電阻負載。與簡單的868MHz濾波器相比，這種配置具有雙重優勢：434MHz分量匹配（從而保持低電流消耗），并且還被發送到不輻射的負載。如果868MHz端口上的天線正確匹配和調諧，輻射434MHz分量的抑制將非常強。為了進一步降低434MHz時的電源電流，可以修改雙工器概念，使434MHz分量比868MHz分量具有更高的阻抗。

這種方法存在一個潛在的缺陷——它假設線性信號源的負載為50Ω。PA具有開關放大器輸出，不適合任何線性型號。

重新審視開關放大器模型

圖1中的頻譜基于PA的未濾波輸出，即434MHz時占空比為25%的方波。PA輸出在434MHz周期的25%期間短路。當匹配網絡正確調諧時，短路發生在434MHz正弦波的最低點。這是為了使“泵入”諧振電路的電流發生在最小電壓（接近0V或地）下。PA的預測行為基于該開關波形的電路模型，該波形連接到具有阻性負載的諧振電路。但是，需要修改模型以使諧振電路達到868MHz。這可能表明，868MHz電路抑制了434MHz分量，而電源電流沒有大幅增加。這可以解釋為什么當匹配網絡從434MHz失諧時，電流消耗測量值增加更多。 （與868MHz匹配網絡實驗中的測量結果相比，測量值增加了10%至20%。也許在 434MHz 的二次諧波處有一個本地電流最小值？

降低相位噪聲

ETSI要求所有雜散傳輸的絕對功率水平低于-36dBm，這不僅對諧波輻射施加了限制，而且對發射器的相位噪聲也施加了限制。在歐洲，434MHz免許可頻段在433.05MHz和434.79MHz之間。（該頻段的中心是433.92MHz，這解釋了為什么這個特定頻率被廣泛使用。在頻帶邊緣之外，沒有輻射可以高于-36dBm。在邊緣，MAX7044的最大貢獻因素是載波頻率的相位噪聲。MAX7044的相位噪聲密度額定為-92dBc/Hz，其中“dBc”代表“低于載波的dB”。

根據ETSI要求，需要使用準峰值檢波器在100kHz帶寬內測量雜散功率，該檢波器在相位噪聲波形上產生與普通功率檢波器相同的功率測量值。在密度規格中，將100kHz測量帶寬和1Hz帶寬之間的對數比增加50dB，使100kHz帶寬內的測量功率高達-42dBc。如果測得的功率限制在-36dBm，MAX7044在歐洲可以傳輸+6dBm （最大值）的434MHz。

在 868MHz 至 870MHz 頻率范圍內，允許的最寬頻段為 868.0MHz 至 868.6MHz。發射器在此頻段之外輻射的平均功率不能超過 -36dBm。頻帶外的功率是在100kHz帶寬內測量的，因為它在434MHz，但現在頻段是600kHz而不是1.74MHz。這個限制在868MHz時幾乎是434MHz的3倍。此外，434MHz的二次諧波（即868MHz）的相位噪聲密度隨頻率的平方而增加。這意味著它在868MHz時將比在434MHz處高6dB。MAX7044發射的434MHz載波的相位噪聲密度在300kHz時約為-89dBc/Hz，在868MHz時約為-83dBc/Hz。在 100kHz 帶寬中，300kHz 時的平均功率為 [-83 + （10log10（100kHz））] = -33dBc。這將MAX7044在868MHz時的發射功率限制在-3dBm以下。

MAX7044振蕩器相對較高的相位噪聲密度源于允許器件內部VCO頻率調諧范圍為300MHz至450MHz的設計。這種相位噪聲密度在美國260MHz至470MHz的免許可頻段是可以接受的，因為載波頻率附近的雜散輻射要求并不像歐洲那樣嚴格。為了在歐洲868MHz頻段以接近+10dBm的功率電平進行傳輸，MAX7044的VCO需要改為更窄帶、相位噪聲更低的架構，如L-C振蕩器。

結論

通過對匹配網絡的簡單更改，可以使434MHz開關放大器發射器在868MHz處比在434MHz處輻射更多的功率。本文討論了MAX7044EVKIT采用868MHz諧振電路和高通L阻抗變換，在+11dBm時如何產生868MHz載波。在這種情況下，868MHz載波的功率比434MHz基頻高近9dB。868MHz時的PA效率為30%。

需要更多的434MHz抑制來滿足美國和歐洲的雜散輻射限制。然而，不同的拓撲結構和建模方法可以改善434MHz分量的抑制。經典雙工器的改編將868MHz分量路由到天線，將434MHz分量路由到虛擬負載。

開關放大器模型中調諧電路的變化導致868MHz匹配網絡的選擇得到改進。可以修改VCO以產生較低的相位噪聲密度，以滿足868MHz頻段的ETSI雜散輻射限值。

審核編輯：郭婷