作者：John Cowles 和 Barrie Gilbert

電子電路分為兩大類 - 處理和轉換信號的電路和測量信號的電路。它們的功能通常是組合的，例如接收器的IF部分 - 處理信號（通過放大和解調），并提供接收信號強度的指示（RSSI功能），一種緩慢變化的電壓，可以顯示和/或用于自動控制增益和頻率等變量（AGC和AFC）。

測量RF信號強度的電路（其基本指標是功率）通常稱為檢波器，但只有熱電堆（輻射熱計）直接測量該量。集成電路檢波器總是對待測信號的電壓樣本進行操作。此類電路按其提供的信號轉換類型進行分類。1976年，ADI公司提供了首款用于中等頻率的單片“真有效值”檢波器。現在，該產品線包括AD8361等器件，這些器件已將此功能擴展到微波域。準確確定信號功率，與其波形無關（另有說明，其概率密度函數）在CDMA等現代通信系統中非常重要。與熱探測器不同，這些真均方根探測器使用模擬計算直接實現相關方程 - 千兆赫茲頻率。

另一種有價值的RF檢波器（也使用計算）是解調對數放大器。顧名思義，它放大信號，允許此類設備測量小信號，并將交變射頻波形解調為緩慢變化的“準直流”輸出。然而，與均方根檢波器不同，均方根檢波器的輸出與輸入電壓的均方根值成正比，對數檢波器提供的輸出與信號電平的分貝值成比例，以固定電壓為基準，V國際（定義如下）。輸出（通常是電壓）可以用電壓或功率來解釋，只需對稱為“斜率”的縮放參數使用不同的值即可。

對于RF對數放大器，有必要對所有信號和縮放參數使用電壓指標。為了定義輸入電平，我們將使用dBV（這里的意思是相對于1 V rms的分貝），而不是“功率”，單位為dBm（相對于1 mW的分貝）。這是明確的，與輸入接口的阻抗選擇無關，適用于IC檢測器。例如，0 dBV 對應于 2.83V 峰峰值幅度的正弦波;同樣，–60 dBV是指2.83 mV p-p正弦波。

這些RF對數檢波器的操作符合如下功能：

VOUT = VSLP log(VSIG/VINT) (1)

如果選擇以 10 為底的對數 [log10（10） = 1 十進制]，考慮到分貝，斜率電壓，VSLP，可以在電壓比的對數比例中以“伏特/十倍頻程”來查看。由于十年內有 20 分貝，因此相應的“伏特/分貝”只是該電壓的二十分之一。因此，對于VSLP400 mV/十倍頻程的斜率也可以表示為20 mV/dB。第二個縮放參數，稱為“截距”，V國際，是 log 參數為單位的輸入電壓。在此電壓下，與基極選擇無關，輸出將為零，因為log（1） = 0。實際上，RF對數放大器的有限可用增益、噪聲的存在以及其他實際限制導致其值V國際這是一個外推值，通常只有幾微伏，由設計固定。

那么就出現了一個問題，即對什么的精確解釋V國際代表。這個數量是“伏特直流”，還是“伏特有效值”？還是其他指標，例如簡單的平均值或峰值？對于從一個水平到另一個水平的比率測量，值V國際不重要。但是，如果需要確定絕對水平V特別興趣小組，測量精度直接取決于V國際就像DVM中的參考電壓一樣。

對使用該技術的射頻對數放大器的仔細研究1被稱為“漸進式壓縮”，顯示了經典對數放大器實踐中沒有遇到的另一種效果，即有效值V國際強烈依賴于輸入信號的波形。出于這個原因，我們選擇定義V國際對于正弦輸入，然后為各種其他波形提供轉換因子。

實際上，未修整的生產IC中的VINT控制無法像精密RF公制中經常需要的那樣精確。激光調整首先用于AD640/641的RF對數放大器，最近用于AD8306等產品，可以在校準期間使用正弦波輸入提供非常精確的校準。然而，雖然對已知波形使用適當的轉換因子可以保持良好的精度，但仍然存在波形依賴性的基本問題。這在波形未知且變化迅速的當代系統中提出了一個問題。

測量 2.5 GHz 的信號比

在AD8302中，通過使用兩個相同的對數放大器以單芯片形式集成，解決了這個問題，如圖1所示。每個通道都能夠測量 60 dB 范圍內的信號，從極低頻率到 2.5 GHz。幅度（“增益”）輸出的定義函數為

VMAG = VSLP log (VA/VB) + VCP (2)

其中VA和VB是兩個獨立的信號，應用于AD8302的兩個相同輸入端口，以及V正中電是中心點，定義為輸出的值，V馬格，電平差為 0 dB。(VSLP和V正中電是設計選擇，考慮到易用性;兩者都可溯源至帶隙基準電壓源）。

圖1.AD8302包括一對精確匹配的對數放大器和一個高頻鑒相器。

在AD8302中，通過取兩個獨立對數放大器輸出的差值，可以消除公式1的常規固定截距。此關鍵步驟計算比率 （V一個/VB)*(V國際/V國際塔);而且，由于對數放大器相同，因此第二項非常精確地統一，與溫度、電源電壓和眾多生產差異無關。

在許多應用中，這種優雅的固定截點消除可實現高度精確的信號電平測量。現在，對數參數準確性的主要限制是兩個協集成通道的匹配。這種新穎的結構2開辟了許多測量可能性，否則需要使用兩個不同的對數放大器，因為它們在斜率和截距校準方面存在固有差異。AD8302是首款允許直接測量交流信號比的IC。這種在很寬的頻率范圍內測量增益/損耗和兩個信號端口之間的相對相位（見下文）的獨特功能將在許多其他應用中具有價值。

圖2顯示了在900 MHz至2.2 GHz頻率范圍內輸出電壓變化與信號比（例如，可能對應于被監控通道的增益或損耗）的函數關系。呈現給通道B的信號電平是固定的，而通道A的信號電平相對于通道B在–30 dB至+30 dB之間變化。輸出，V馬格，演示精確的斜率，VSLP， 20 mV/dB 和一個中心點，V正中電，為 900 mV。與理想對數定律（圖2b）的極小偏差證明了使用協積分對數放大器的價值。

（a） 顯示錯誤

（b） 小于 0.2 dB 直至高頻

圖 2。信號電平比的測量

測量 2.5 GHz 的相對相位

AD8302還可以測量兩個信號之間的相位差，范圍為低頻至2.5 GHz。每個單獨的對數放大器在其最后階段產生一個“硬限制”輸出。這些信號被施加到一種新型乘法器式鑒相器的兩個輸入端，該鑒相器在兩個輸入端和180°范圍內具有精確的對稱性。相位輸出，V小 靈通，由下式給出，

V小 靈通= ±VF（F – 90°） + V正中電 (3)

哪里VF是相位輸出的縮放電壓，（F是兩個輸入之間的相位差。符號的選擇取決于哪個象限構成 180° 相位間隔。集成此功能后，AD8302將成為“片上網絡分析儀”。

圖3顯示了900 MHz、1.9 GHz和2.2 GHz下的相位測量。在這里，相位差作為“滑移”產生，通過稍微偏移兩個輸入頻率并允許角度累積。斜率V小 靈通輸出為 10 mV/度，以V正中電900 mV。當相位滑過 180° 間隔時，斜率的交替符號很明顯。圖3b顯示了測量誤差。0°和180°附近的誤差迅速增加主要是由于硬限制信號的有限上升和下降時間引起的死區。AD8302能夠精確測量這些頻率下的相位，這是其兩個緊密集成的對數放大器實現出色平衡的結果。

（a） 表現出低誤差

（b） 在寬角度范圍內和高達高頻

圖 3。相位測量

使用AD8302

這些用于測量增益/損耗和兩個信號端口之間相對相位的新功能在許多RF和IF應用中具有價值。這種“片上網絡分析儀”的功能、多功能性和緊湊的外形非常適合原位診斷和系統參數監控，以及子系統的反饋和前饋線性化和控制。以下是AD8302的一些應用。

現在可以使用已知的交流基準電壓源測量絕對信號電平。如圖4所示，施加到通道B的參考信號產生有效的值截距VB.當兩個信號具有相似的波形時，測量可以非常準確。如果能夠確保兩個輸入的幅度接近相等，即使是斜率電壓不確定性引起的誤差也可以最小化（原則上消除）。這通常是一個簡單的安排問題，在較大的信號上使用衰減器墊來定位比率V一個/VB接近團結。當需要最高精度或必須處理非常大的動態范圍時，定心技術非常有用。

圖4.使用通道B上的交流參考作為通道A的截距進行信號電平的絕對測量。

AD8302最有用的應用是監控和報告功能模塊或子系統的增益或損耗。在圖5所示的示例中，監控標稱增益為20 dB的500 MHz IF放大器的輸入和輸出信號樣本。通過使用衰減器和耦合器，兩個信號被調理為具有相同的一般幅度。增益響應顯示中間電平低頻值，對應于放大器處的20 dB電平差和約500 MHz的3 dB帶寬。此示例中的功能塊可以是頻率轉換設備，例如混頻器。在這種情況下，兩個輸入將處于不同的頻率，測得的數量將是轉換增益。由于波形保持相似，因此再次消除了誤差源。但是，當輸入頻率差異很大時，由于阻抗匹配的不等式以及兩個對數放大器在千兆赫茲區域中縮放的頻率依賴性，可能會出現系統失調。

圖5.AD8302監測被測放大器的頻率響應并報告增益。

在許多通信系統中，外部接口端口存在不可預測的負載。這種負載的變化可能導致系統性能的變化，甚至在極端情況下會導致災難性的故障。提供監測負載阻抗（或RF中的反射系數）而不擾動負載阻抗的方法具有重要價值。在圖6中，AD8302配置為測量任意負載的反射系數，在本例中，該負載是一個PIN二極管，其偏置被掃描以改變其阻抗。響應曲線中的陷波表示與50歐姆特性線路阻抗的近似匹配，其中反射信號幾乎為零。

圖6.AD8302監控負載的反射系數，負載是PIN二極管，其阻抗由其偏置控制。

多功能性和易用性

AD8302還提供其他幾種工作模式，這是精心規劃的結果，也是這種不同尋常結構的基本通用特性。前面的示例演示了AD8302的典型測量模式，其中V馬格和V小 靈通輸出報告其輸入之間的信號電平和相位差。但是，傳遞函數的內置縮放和中心點可以使用外部電阻和VREF引腳上提供的1.80 V內部基準電壓源進行調整。

通過將輸出引腳與反饋引腳MSET和PSET斷開，可以實現增益和相位比較器，如圖7所示。在這里，V馬格和V小 靈通輸出在0 V和最大輸出電壓1.8 V之間切換，具體取決于信號電平和相位差是大于還是小于提供給MSET和PSET引腳的閾值。

圖7.AD8302配置為增益和相位比較器，具有可控閾值。

在控制器模式下，如圖8所示，VMAG和VPHS引腳驅動被監控信號鏈中包含的增益/相位調節器，以便將系統的整體增益和相位伺服到提供給MSET和PSET引腳的所需設定點。

圖8.AD8302 在控制環路中，將DUT的增益和相位驅動到規定的設定點。

AD8302的輸入頻率范圍很寬，從任意低頻（甚至音頻）到2.5 GHz不等。對數放大器的寬動態范圍不僅可以適應相對信號電平的較大變化，還可以適應絕對電平的變化。代表幅度和相位差的輸出量的最大小信號包絡帶寬為30 MHz;這可以通過添加外部濾波電容來減少。

AD8302首次采用先進的雙極性工藝，以單芯片形式提供這種強大的計算功能。出色的對數放大器匹配、高頻能力以及增益和相位測量的精確縮放，所有這些都在小尺寸中，為以非侵入式方式對RF和IF系統進行原位監測和控制開辟了新的機會。電源電壓范圍為 2.7V 至 5.5V 電源電壓，電流僅為 20mA。該產品采用 14 引腳 TSSOP 封裝。

審核編輯：郭婷