作者：Zhongming Ye and Juan-G. Aranda

本文介紹如何使用LT8618（100 mA高速同步單芯片降壓型開關穩壓器（而不是LDO穩壓器）為電流環路發送器設計緊湊型電源。對其性能進行評估，并選擇滿足嚴格工業標準所需的組件。提供效率、啟動和紋波測試數據。

介紹

自主控制在工業和消費應用中越來越普遍，但即使是尖端的自主解決方案也依賴于一種古老的技術：電流環路。電流環路是雙向工作控制環路中無處不在的組件：它們將測量值從傳感器傳輸到可編程邏輯控制器（PLC），反過來將PLC的控制輸出傳送到過程調制設備。

4 mA 至 20 mA 電流環路是通過雙絞線電纜將數據從遠程傳感器精確可靠地傳輸到 PLC 的主要行業標準。 簡單、長壽命、堅固性、久經考驗的可靠長距離數據傳輸、良好的抗噪性和低實施成本使該接口非常適合長期工業過程控制和嘈雜環境中遠程對象的自動監控。傳統上，電流環路的電源通過線性穩壓器提供，原因有很多。與開關穩壓器相比，使用線性穩壓器的缺點是效率相對低下且電流能力有限。效率低下會導致散熱問題，而有限的電流通常會妨礙添加所需的控制系統功能。

新型高效率、高輸入電壓降壓穩壓器堅固耐用且體積小，足以取代許多電流環路系統中的線性穩壓器。與線性穩壓器相比，降壓穩壓器具有許多優勢，包括更高的電流能力、更寬的輸入范圍和更高的系統效率。降壓穩壓器具有顯著的性能優勢，其最小值較低上在高開關頻率下的時間，產生緊湊、堅固的解決方案。

背景

圖4所示的標準20 mA至1 mA電流環路可用于將現場儀表的傳感器信息和控制信號傳輸到過程調制設備，例如閥門定位器或其他輸出執行器。它由四個組件組成：

電流回路電源：電源V直流電壓變化（9 V直流， 12 V直流， 24 V直流等）根據應用的不同，電位至少比電路中組合元件（例如發射器、接收器和電線）的壓降高 10%。這個V直流由本地降壓穩壓器分接，為傳感器和其他組件供電。

變送器：變送器的主要部件是傳感器或換能器。它將物理信號（如溫度、壓力、電流、距離或磁場）轉換為電信號。如果轉換后的信號是模擬電壓，則需要作為變送器一部分的電壓-電流轉換器將其轉換為4 mA至20 mA電流信號。對于智能數字輸出傳感器，DAC將數字信號轉換回模擬信號。發射器中的本地電源（LDO或降壓穩壓器）為所有這些模擬、數字和基準電路供電。

接收器或監視器：接收器將4 mA至20 mA電流信號轉換為電壓信號，可以進一步處理和/或顯示。電流信號通過高精度分流電阻器R轉換為有用的電壓電平分流和/或模數轉換器或數據采集電路。在儀器端子中，本地降壓穩壓器為接收器電路供電。

2 線或 4 線環路：完整的電流環路可以延伸超過 2000 英尺，由串聯的發射器、電源和接收器組成。在2線4 mA至20 mA電流環路中，電源與電流環路共享同一環路。

圖1.2線電流環路示意圖。

例如，要使用遠程壓力傳感器測量 0 psi 至 50 psi 的壓力，4 mA 至 20 mA 電流接收器電路與壓力-電流傳感器串聯。在傳感器側，當壓力為 4 psi 時，讀數為 0 mA，當壓力為 20 psi 時，讀數為 50 mA。在接收器側，基爾霍夫第一定律告訴我們，分流電阻器上出現相同的電流，并將其轉換為電壓信號。

工業、煉油廠、高速公路監控和消費類應用中的自主操作需要高性能傳感器技術和可靠、準確的電流環路來傳輸傳感器信息。電流環路的組件必須在–40°C至+105°C的擴展工業范圍內保持高精度、低功耗和可靠的工作，并具有所需的安全性和系統特性。

在瞬態期間，發射器（傳感器）側的源電壓最高可達65 V，必須轉換為5 V或3.3 V。由于傳感器電路通常設計為直接從電流環路獲取功率（無需額外的本地電源），因此通常限制為3.5 mA。隨著變送器上增加更多的功能和特性，當使用傳統的線性穩壓器時，這個限制成為一個問題，因為傳統的線性穩壓器無法提供任何額外的電流。此外，使用線性穩壓器的系統中的大部分功率必須在穩壓器本身中燃燒，從而在封裝系統中產生大量熱量。

LT8618將輸入范圍擴展至65 V，并將負載能力擴展至15 mA。其高效率消除了電流環路系統設計的熱約束，在電流環路系統設計中，變送器被封裝并暴露在惡劣的環境變化中。該文提出一種低成本濾波器來降低電壓紋波和電纜側電流紋波。本文分析了功率穩壓器的性能，并提供了滿足嚴格工業要求的元件選擇指南。提供效率、啟動、紋波等測試數據。

使用具有擴展輸入和負載范圍的降壓轉換器閉合電流環路

LT?8618 是一款緊湊型降壓型轉換器，具有許多功能，可滿足工業、汽車和其他不可預測電源環境的要求。它非常適合 4 mA 至 20 mA 電流環路應用，具有超低靜態電流、高效率、寬輸入范圍（高達 65 V）和緊湊尺寸。圖2所示為使用LT8618為MAX6192C高精度基準、電壓-電流轉換和其他電路供電的完整發送器電路解決方案。

分流電路2SC1623上的電流與施加在誤差放大器（EA）正輸入端的電壓成正比。2.5 V基準電壓由MAX6192C產生，MAX5C是一款精密基準IC，具有低噪聲、低壓差和<> ppm/°C （最大值）的低溫度漂移。對于具有與環境變量成比例的數字輸出的智能傳感器，DAC可以將數字信號轉換為模擬信號并將其饋送到誤差放大器。

因此，對于EA、BJT （2SC1623）和100 Ω （±0.1%） 檢測電阻 （R意義），傳感器將電流環路中的電流從 4 mA 調制到 20 mA，其中 4 mA 表示帶電零點，20 mA 表示最大信號。4 mA 的帶電或高位零點允許器件即使在現場變送器沒有輸出過程信號的情況下也能供電。因此，分流電路中的電流與環境變量成正比，例如壓力、溫度、液位、流量、濕度、輻射、pH或其他過程變量。

兩根長線是信息承載電流環路的一部分，也用于從V向變送器供電直流，接收器側的電源。V的最小電壓直流應足以覆蓋導線、分流器和變送器的最低工作電壓。源電壓取決于應用，通常為12 V或24 V，但可高達36 V。

在遠程變送器端子上，肖特基二極管（D1）保護變送器免受反向電流的影響。輸入端的齊納二極管或TVS （D2）二極管可提供進一步的保護，以限制瞬態電壓浪涌，瞬態電壓浪涌與電流環路的電感成正比。LT8618高效單芯片降壓穩壓器將環路電壓降壓至5.5 V或3.3 V，為基準電壓源、DAC和其他功能塊供電。

在圖2中，V之間的導線直流發射器的范圍可以從幾英尺到 2000 英尺不等。電流環路的雜散電感與降壓穩壓器的輸入電容形成LC諧振電路。電源側瞬態 （V直流） 也出現在遠程發射器的輸入側。對于最壞情況下的無阻尼振蕩，峰值電壓可以是V電壓的兩倍直流.例如，如果工作輸入電壓典型值為24 V，最大規格為36 V，則發射器側的最大電壓有超過65 V的風險。

圖2.采用LT8618作為直流電源的電流環路。

或者，可以通過使用LDO穩壓器保護LT8618免受高壓偏移的影響來構建高效的系統。在這種拓撲中，LDO穩壓器將調節至輸入端減去其壓差，LT8618將其~24 V轉換為5 V或3.3 V，效率高。LDO穩壓器的電流限值應設置為低于典型值3.8 mA，同時保持高效率，LT8618的輸入電容基本上兼作去耦電容和儲能電容。這將允許下游高負載的短脈沖，而電流環路中的電流消耗最小或沒有。由于高壓偏移時間短，通常攜帶的總能量很少，因此在這些瞬變期間LDO穩壓器中產生的功率損耗不會損害整體效率;也就是說，LDO穩壓器幾乎所有時間都處于高降壓比。

典型的電流環路對為整個遠程發射器供電的電源電路的輸入電流施加限制，并且來自LDO穩壓器的可用負載電流不能超過此輸入電流限制。另一方面，降壓穩壓器可以將提供給負載的輸入電流成倍增加。圖3顯示了LT8618穩壓器在24 V輸入至5.5 V轉換時的輸出電流與輸入電流的關系。對于3.8 mA的輸入電流限制，輸出電流幾乎為15 mA。這種額外的功率通過增加操作余量和啟用額外的功能塊來簡化系統設計人員的工作。

圖3.輸出電流與輸入電流的關系，V在= 24 V， V外= 5.5 V.

突發模式操作可提高微小負載下的效率

LDO穩壓器的效率與降壓比（V外/V在），并且當輸入電壓略高于輸出電壓時可以提高效率。問題出現在高降壓比下，效率非常低，對系統產生顯著的熱應力。例如，輸入為55 V，輸出為3.3 V時，LDO穩壓器的功率損耗為0.19 W，負載電流為3.8 mA。相比之下，設計合理的降壓穩壓器在高降壓比下可能非常高效。此外，同步降壓穩壓器可以通過用MOSFET代替箝位二極管來提高非同步穩壓器的效率。同步降壓轉換器面臨的挑戰是優化整個負載范圍內的效率，特別是在3 mA至15 mA輕負載下，當輸入可能高達65 V時。

對于典型的同步降壓轉換器，三種功率損耗占主導地位：開關損耗、柵極驅動損耗以及與轉換器IC控制器邏輯電路相關的損耗。如果開關頻率降低，開關和柵極驅動損耗可以顯著降低，因此只需在低頻下運行轉換器即可降低輕負載時的開關和柵極損耗。

在輕負載下，邏輯電路的偏置損耗與相對較低的開關相關損耗相當。偏置電路通常由輸出供電，僅在啟動和其他瞬態條件下通過內部LDO穩壓器從輸入端獲取電源。

在輕負載條件下，LT8618 通過在突發模式下工作來解決邏輯電路損耗問題，在突發模式下，電流以短脈沖形式輸送到輸出電容器，然后是相對較長的休眠期，其中大多數邏輯控制電路都關斷。?

為了進一步提高輕負載下的效率，首選更大值的電感器，因為在短開關脈沖期間可以向輸出輸送更多能量，并且降壓穩壓器可以在這些脈沖之間保持更長時間的睡眠模式。通過最大限度地延長脈沖之間的時間，并最大限度地降低每個短脈沖的開關損耗，LT8618的靜態電流可以小于2.5 μA，同時保持輸出在高達60 V的輸入調節狀態。由于許多發送器電路大部分時間都消耗低電流，因此這種低靜態電流比典型的降壓電路要節能得多，后者消耗數十或數百μA。

圖4顯示了圖2所示電流環路解決方案的效率，電壓為5.5 V外輸出軌連接到LT8618的偏置引腳。在全87 mA負載、100 V輸入和28 μH電感下，峰值效率達到82%。對于相同的10 V輸入，77 mA負載效率等于或高于28%，可以說更令人印象深刻。

圖4.LT8618 輕負載時的高效率，V在= 28 V， V外= 5.5 V， L = 82 μH.

用于限制浪涌電流和電流環路紋波的輸入濾波器

功率穩壓器的輸入連接到電流環路，因此除了穩態電流限制外，在啟動或負載瞬變期間限制紋波電流和浪涌電流也很重要。電源轉換器啟動期間的浪涌電流取決于給定軟啟動時間內輸入和輸出電容器的大小。這是權衡：最小化輸入電容以防止大浪涌電流，同時使其足夠大以保持可接受的低紋波。

降壓轉換器的輸入電流為脈沖;因此，輸入電容在為紋波電流提供濾波路徑方面起著關鍵作用。如果沒有該電容，大量的紋波電流將流過長電流環路，導致降壓轉換器的行為不可預測。因此，有一個滿足紋波電流和紋波電壓要求的最小輸入電容。多層陶瓷電容器（MLCC）由于其低ESR和ESL，在紋波電流方面具有最佳性能。

當轉換器工作在突發模式時，電感電流遵循三角波形。電流環路的阻抗遠高于輸入濾波器。因此，輸入電容兩端的紋波電壓可以通過以下公式估算，忽略電容的ESR和ESL，其中I峰是降壓電感中的突發電流，VR是輸入電容兩端的紋波電壓（顯然，更高的突發電流需要更大的電容）：

為了最大限度地降低輸入電壓紋波，同時保持盡可能小的輸入電容，我們更喜歡較小的降壓電感。然而，使用大電感時，突發模式效率更好。對于82 μH電感和1 V紋波，為了避免在任何最小輸入實例觸發UVLO，使用LT100的8618 nF輸入電容足以滿足此應用的需求。

大部分紋波電流通過本地去耦電容，殘余部分與電流環路共享相同的路徑。保持電纜側的電流紋波很小非常重要，因為它會在分流檢測電阻上顯示為電壓紋波，并且電壓紋波的大小需要小于ADC讀取分流檢測電阻兩端電壓的分辨率規格。電流紋波可以通過額外的濾波器進一步降低。RC濾波器是一個很好的設計折衷方案，因為輸入電流很小，而且與LC濾波器相比成本較低。使用RC濾波器的兩個或三個級聯級可以進一步實現較小的紋波電流。

LTspice仿真允許我們使用LT100和V來比較三種不同輸入濾波器結構的源電纜側的電流紋波，輸入路徑中的總電阻串聯為8618 Ω?在= 28 V 和 V外= 5.5 V，電感為82 μH。電流脈沖相當于輸入濾波器在8618 mA輸出電流下將輸入電流視為LT10穩壓器的輸入電流。

具有100 Ω和100 nF的單級RC濾波器在源電纜側的峰峰值電流紋波超過60 μA。源極電纜側的紋波電流隨著電容的增加或濾波級級的級聯而變小。鑒于降壓穩壓器在較大的直接輸入電容下性能更好，并且2級RC濾波器的BOM比3級RC濾波器小，同時在源電纜側提供相似的電流紋波，我們建議使用每級2 Ω和50 nF的47級濾波器。源電纜側紋波電流約為30 μA，相應地，它在7 Ω分流電阻上產生約5.250 mV紋波電壓，這幾乎足以滿足8位分辨率ADC的需求。為了進一步降低電纜側紋波電流，可以在濾波器中使用更大的電容。例如，如果將47 nF電容替換為100 nF電容，則電纜側紋波電流可降至僅7 μA，相當于1.75 mV的紋波電壓。

圖5.電流環路源側的電流紋波。

在典型的電流環路應用中，客戶將在啟動期間指定電流限制（例如3.2 mA），但可能超過此限制的指定短時間內除外。在降壓轉換器中，通常使用高浪涌電流對輸入電容進行充電。輸入濾波器的功能是雙重的：除了限制電纜源側的紋波電流外，它還有助于限制啟動浪涌電流。圖6顯示了輸入V在2級輸入濾波器啟動行為期間輸入電流隨時間的變化在24 V，輸出側負載電流為4 mA。

圖6.帶輸入濾波器的啟動電流，用于限制浪涌電流（從頂部開始：輸入電壓 20 V/div，輸出電壓 5 V/div，使能，電纜側輸入電流，10 mA/div）。

結論

電流環路廣泛用于工業和汽車系統，以收集信息并將其從傳感器傳輸到控制系統，有時通過相對較長的導線。相反，環路將控制器輸出和調制指令傳輸到遠程執行器和其他設備。通過改進電流環路中的電源，特別是用高效降壓穩壓器取代傳統使用的線性穩壓器，可以實現顯著的效率和性能改進，這也增加了電流能力并擴大了輸入范圍。高效率、高輸入電壓穩壓器采用微型封裝，最小導通時間短，可以生產緊湊的整體解決方案，其尺寸和魯棒性可與LDO穩壓器解決方案相媲美。本文介紹了如何在8618 mA至4 mA電流環路變送器中使用LT20，以滿足嚴格的工業要求。

審核編輯：郭婷