對數放大器通常指定用于正弦波輸入。與二極管檢波器一樣，對數放大器不是真正的均方根響應。對數放大器中的不同信號波形會向上或向下移動對數放大器截距的有效值。從圖形上看，這看起來像對數放大器傳遞函數的垂直偏移（見圖19），對數斜率不受影響。圖中顯示了AD8307交替饋送非調制正弦波和相同均方根功率（9個通道）的前向鏈路CDMA通道時的傳遞函數。輸出電壓在器件的整個動態范圍內相差相當于3.55dB（88.7 mV）。

圖 19： 隨信號波峰因數變化的對數放大器傳遞函數偏移

該表顯示了使用對數放大器測量各種信號類型的均方根信號強度時應應用的校正因子，該放大器已使用正弦波輸入進行表征。因此，例如，要測量方波的均方根功率，應從對數放大器的輸出電壓中減去表中dB值的mV等效值（-3.01 dB，相當于AD75的25.8307 mV）。在對數放大器的輸入信號恒定（但不是正弦波）的實際應用中，對數放大器可以簡單地校準為該信號類型，也就是說，我們不關注正弦波輸入的輸出電平 - 因為設備永遠不會遇到。

有效值至直流轉換器

AD8361（見圖20）是一款低功耗均方根響應檢波器，適用于高達2.5GHz的高頻接收器和發射器信號鏈。AD8361執行顯式均方根計算。

圖 20： 均方根直流轉換器

RF輸入信號的頻率可達2.5 GHz，應用于寬帶平方電路。板載50 pF電容對平方器的輸出進行濾波。通過將一個外部電容器連接到FLTR引腳，可以提供額外的濾波。平方器電路的濾波輸出應用于平方根電路。該電路由一個運算放大器型電路組成，其反饋回路中有一個第二個平方電路。這導致正向反函數（即平方根）。此外，反饋環路中的阻性衰減器（1/6.5）在正向方向上增加了7.5的增益。所以器件的整體傳遞函數由下式給出

為了得到線性傳遞函數（見圖21），我們在對數刻度上繪制輸出電壓與輸入電平的關系，單位為dBm（繪制Vout與Vin也將產生線性函數）。您會注意到，此響應與我們之前查看的二極管檢測器圖具有相同的基本形式。然而，均方根轉換器的線性工作區域低于二極管電路的工作區域，并且還提供更高的輸出電壓電平。

圖21：AD8361 rms轉直流轉換器的輸出電壓與輸入電平的關系

和以前一樣，為了評估溫度穩定性，我們對室溫下的測量數據進行線性回歸（這給了我們一個斜率和截距），并繪制了數據在溫度下與該參考的偏差。這（圖21）表明，溫度穩定性隨著輸入電平的降低而穩定下降，對于約-2 dBm的輸入電平，漂移范圍約為20 dB（從冷到熱）。

RMS至直流轉換器的溫度漂移補償

如果器件溫度已知，AD8361相對較低的溫度漂移可以進一步降低。許多系統都集成了溫度傳感器;傳感器的輸出通常是數字化的。由于AD8361的輸出通常也是數字化的，這表明有可能對均方根至直流轉換器的讀數進行軟件校正。從校準的角度來看，在室溫下進行相同的兩點校準仍然足夠。

在大量AD8361器件的溫度漂移的器件間分布中（見圖22），兩個頻段顯示了從室溫到+85°C和-40°C的偏差。 從該圖中可以清楚地看出，器件的溫度漂移在不同器件之間相當一致。

圖22：AD8361 rms至直流轉換器，溫度漂移分布

AD8361在環境溫度（25°C）下的輸出電壓可以用下式表示：

其中，GAIN是以V/Vrms為單位的轉換增益，VOS是0 V輸入電平的外推輸出電壓.GAIN和VOS（也稱為截距和輸出參考）可以在環境范圍內使用簡單的兩點校準進行計算，即通過測量兩個特定輸入電平的輸出電壓。建議在大約 35 mV （-16 dBm） 和 250 mV （+1dBm） 下校準以獲得最大線性動態范圍。但是，可以選擇其他級別和范圍以適應應用。然后使用以下公式計算每個器件的增益和VOS：

我們還可以為 V 的理想值編寫一個表達式在對于 V 的特定值外:

這將是特定測量輸出電平的理想輸入電平，假設檢測器完全線性。

增益和 V操作系統隨溫度漂移。然而，V的漂移操作系統相對于輸出，對誤差的影響更大。但失調誤差隨著電平的增加而對整體測量誤差的影響逐漸減小（mV/dB的數量隨著輸入電平的增加而增加，就像二極管檢波器一樣）。這解釋了輸入電平漂移誤差的減小（再次參見圖21和22）。

Vos在-0°C至+43°C范圍內的平均漂移為40.25 mV/°C，在+0°C至+25°C范圍內為25.85 mV/°C4.對于不太嚴格的補償方案，可以計算整個溫度范圍內的平均漂移：

隨著V的漂移操作系統包括，Vout 的等式變為：

可以重寫公式以產生V的溫度補償值在.

現在，如果我們繪制 VIN_COMP/VIN_IDEAl以dB為單位，相對于輸入電平，我們得到施加補償后傳遞函數的誤差圖（見圖23）。該圖顯示，在溫度和35 dB的動態范圍內，最壞情況誤差約為±0.25 dB。

圖23：應用誤差補償算法后的AD8361過熱誤差

審核編輯：郭婷