Mark Cantrell

我具有集成隔離電源（isoPower）的耦合器數字隔離器采用隔離式DC-DC轉換器，可在高達700 MHz的頻率下切換~300 mA的電流。 在這些高頻下工作會引起對輻射發射和傳導噪聲的擔憂。PCB 布局和構造是控制包含 isoPower 組件的應用的輻射發射和噪聲的非常重要的工具。本應用說明確定了輻射機制，并提供了應對這些機制的具體指導。??

輻射發射有幾種標準。在美國，聯邦通信委員會（FCC）控制標準和測試方法。在歐洲，國際電工委員會（IEC）制定標準，CISPR測試方法用于評估排放。在這兩個標準下，方法和通過/失敗限制略有不同。雖然本應用筆記是參照CISPR標準編寫的，但所有結果均適用于這兩種標準。

通過適當的設計選擇，iso功率器件可以輕松滿足 CISPR A 類 （FCC A 類） 排放標準。在非屏蔽環境中，這些產品還可以滿足 CISPR B 類和 FCC 第 15 部分、B 子部分、B 類（FCC B 類）標準。本應用筆記探討了與PCB相關的EMI抑制技術，包括電路板布局和堆疊問題。本應用筆記中描述的技術、示例布局和測量高度依賴于PCB結構中的可用選項。需要 4 層 PCB 來實現評估的 EMI 控制技術.提供更多內部 PCB 層的可用性可在更小幾何形狀的 PCB 中降低相同的 EMI。就本應用筆記而言，設計和制造了4層板，其材料和結構完全符合行業標準。

控制信號電纜和機箱屏蔽技術的輻射超出了本應用筆記的范圍。

.iso電源概述

表1所示的iso電源產品代表了隔離技術向前邁出的重要一步。ADI公司利用其在微變壓器設計方面的經驗，打造芯片級DC-DC電源轉換器。這些電源轉換器集成在ADI公司的信號隔離產品中。在 3.3 V 至 15 V 的輸出電壓范圍內，可提供高達 <> 瓦的功率水平。 ISO電源用于為 i耦合器數據通道的次級側供電，并為片外負載供電。

由于ADI公司標準數據耦合器使用類似的磁性技術，因此EMI在純數據耦合器和iso功率器件的數據通道中可能是一個問題。數據通道的輻射在AN-1109應用筆記“i耦合器器件中的輻射發射控制”中進行了討論。

ADI公司使用多種電源架構來實現所需的設計目標，例如效率、小尺寸和高輸出電壓（見圖1）。

圖1..iso電源架構。

這些架構具有三個共同元件：變壓器將電源耦合到i耦合器的次級側，振蕩器諧振電路，以最佳頻率將電流切換到變壓器以實現高效功率傳輸，以及整流器在次級側重新創建直流電平。這些產品中使用了幾種調節方法。

變壓器的物理特性要求振蕩器電路以180 MHz至300 MHz的速率開關進入變壓器的電流。在整流過程中，次級側的整流電路有效地使該頻率加倍。

這些功能在開關電源中很常見;但是，工作頻率比標準DC-DC轉換器高三個數量級。轉換器在30 MHz至1 GHz范圍內工作時產生的噪聲是輻射發射的問題。

輻射發射源

使用isoPower的PCB中有兩種排放源：邊緣輻射和輸入到輸出偶極子排放。

邊緣排放

當意外電流遇到接地層和電源層的邊緣時，就會發生邊緣輻射。這些意外電流可能來自

高功率電流吸收器旁路不足產生的接地和電源噪聲。

圓柱形輻射磁場來自電感通過穿透層在電路板層之間輻射出去，最終與電路板邊緣相遇。

帶狀線圖像 從太靠近電路板邊緣的高頻信號線傳播的電荷電流。

當來自許多來源的差分噪聲與電路板邊緣相遇時，會產生邊緣輻射（見圖2），從平面到平面的空間泄漏并充當波導。

圖2.來自邊緣的邊緣輻射與地面電源對相匹配。

在邊邊界，有兩個限制條件。接地層和電源層的邊緣對齊，如圖2所示，或者一個邊緣被拉回一定量，如圖3所示。在第一種邊緣排列的情況下，有一些反射回PCB中，并且有一些場從PCB傳輸出去。在第二種情況下，板的邊緣形成類似于貼片天線邊緣的結構。當邊緣不匹配>20h時，其中h是平面到平面間距，磁場非常有效地耦合出PCB，導致非常高的發射。這兩種限制情況對于討論PCB的邊緣處理非常重要。

圖3.來自邊緣不匹配電源接地對的邊緣輻射。

輸入至輸出偶極子發射

輸入至輸出偶極子輻射是通過驅動電流源穿過接地層之間的間隙而產生的。這是 iso電源應用中輻射的主要機制。隔離電源本質上是驅動能量穿過接地層的間隙。與功率信號相關的高頻圖像電荷無法越過邊界會導致間隙上的差分信號驅動偶極子。在許多情況下，這是一個非常大的偶極子，如圖4所示。類似的機制會導致高頻信號線在穿過接地層和電源層的分路時輻射。這種類型的輻射主要垂直于地平面的間隙。

圖4.輸入和輸出之間的偶極子輻射。

ADuM5400、ADuM5401、ADuM5402、ADuM5403和ADuM5404器件是產生和降低排放所涉及的問題的良好示例。這些器件中的振蕩器諧振電路運行頻率約為 180 MHz。它可以在次級側引腳的控制下將其輸出調節至5 V或3.3 V。輸入電壓范圍為3 V至5 V。最高功率工作模式為5 V輸入和5 V輸出，是本應用筆記中介紹的主要配置。

在滿100 mA輸出負載下工作時，平均輸入電流約為290 mA。這意味著在180 MHz的開關速率下，諧振電路中的峰值電流約為該值的兩倍。

該元件的旁路電容應該在本地提供這種高頻電流。對于旁路電容器來說，這是很大的電流。電容器必須提供較大的電荷儲備。同時，電容器必須在180 MHz時具有非常低的串聯電阻。即使引腳附近有多個低ESR電容，電感受限旁路也允許電壓瞬變，并將噪聲注入到接地和電源層。

功率傳輸到輸出側，在那里整流為直流。整流過程使儲罐頻率加倍，達到 360 MHz。輸入到輸出的發射在整流頻率和罐頻率，以及一些更高的諧波。圖5顯示了在帶有近場探頭的2層評估板上收集的最差情況數據。

圖5.2層板的近場發射的FFT。

如圖 5 所示，具有近場輻射且沒有機箱屏蔽的電路板在 30 MHz 峰值時將比 FCC B 類輻射標準低約 360 dB。

傳導噪聲源

大電流和大頻率也會在接地層和電源層上產生傳導噪聲。這個問題與輻射發射一起解決，因為兩種類型的EMI的原因和補救措施都是通過相同的PCB接地和電源結構解決的。

旁路電容器和接地/電源層無法為 iso電源 DC-DC 轉換器提供足夠的高頻電流導致 VDD噪聲。DC-DC轉換器以2.5 ns脈沖突發切換電源，幅度為~700 mA。

幾微法拉的理想旁路電容器應足以提供電流的交流分量。實際的旁路電容器并不理想，它們通過電感過孔連接到一個或更可能的電源層。此外，接地層和電源層之間的距離較大，它們之間會產生較大的電感，從而限制了它們快速提供電流的能力。這些因素導致V上高頻噪聲的很大一部分DD飛機。

電磁干擾抑制技術

設計人員可以使用許多緩解技術。本節介紹了幾種直接適用于 iso電源器件的技術。要使設計通過FCC/CISPR輻射水平，必須選擇如何積極解決EMI取決于設計的要求以及成本和性能權衡。最容易實現的輻射EMI抑制技術是將PCB放置在接地機箱中，濾波元件可限制電纜屏蔽層上逸出的噪聲。雖然本應用筆記沒有介紹此選項，但請注意，如果PCB相關技術不切實際，這種方法仍然可用。

EMI抑制實踐依賴于具有相對連續的接地層和電源層，以及指定它們在堆疊中的相對位置和距離的能力。這決定了平面的最小總數為三個：接地、電源和信號平面。

出于電路板制造中的實際考慮，4層電路板是最小的堆疊。更多的層是可以接受的，可以用來大大提高推薦技術的有效性。以下技術可有效降低EMI輻射和板載噪聲：

輸入至輸出接地層旁路電容

功率控制

邊緣防護

平面間電容旁路

準備了具有測試結構的電路板，以利用ADuM5400、ADuM5401、ADuM5402、ADuM5403和ADuM5404評估每種EMI抑制技術。每個板的布局盡可能少地變化，以便對結果進行有意義的比較。測試在屏蔽室的EMI測試設施中進行。正如預期的那樣，在EMI測試期間，確定槽頻率（180 MHz）的發射主要在電路板平面上，這表明輻射的主要機制來自PCB邊緣。整流發射（360 MHz）主要垂直于電路板中的隔離間隙，表明輸入到輸出偶極子輻射。

輸入到輸出拼接

當電流沿著PCB走線流動時，鏡像電荷沿著走線下方的接地層流過。如果走線穿過接地層中的間隙，則鏡像電荷無法跟隨。這會在PCB中產生差分電流和電壓，導致輻射和傳導發射。解決方案是為圖像電荷提供一條路徑，使其跟隨信號。標準做法是在接地層的分路信號附近放置一個旁路電容（參見參考部分的Archambeault和Drewniak的實際EMI控制的PCB設計）。同樣的技術可以最大限度地減少由于isoPower的操作而導致的接地層之間的輻射。

至少有三個選項可以形成旁路電容。

? 橫跨屏障的安全額定電容器。
? 一個浮動的金屬平面，跨越內層隔離側和非隔離側之間的間隙，如圖 6 所示。
? 將內層的接地層和電源層延伸到PCB的隔離間隙中，形成電容，如圖7所示。

圖7.重疊平面拼接電容。

這些備選辦法中的每一個在有效性和需要實施的領域方面都有其優點和缺點。

安全額定電容器

旁路電容可以通過在屏障兩端使用簡單的陶瓷電容器來實現。具有保證爬電距離、電氣間隙和耐壓的電容器可以從許多主要的電容器制造商處獲得，例如村田制作所、約翰森、日野和 Vishay。安全額定電容器根據其預期用途提供多種等級。Y2 等級用于有觸電危險的線對地應用，是安全額定應用中拼接電容器的推薦安全電容器類型。這種類型的電容器有表面貼裝和徑向引線盤版本。

由于安全電容器是分立元件，因此必須通過焊盤或通孔連接到PCB。這在電容器固有電感之上增加了電容器的電感。它還使旁路電容局部化，要求電流流向電容，這會產生不對稱的圖像電荷路徑并增加噪聲。這些因素將分立電容器的有效性限制在低于約200 MHz的頻率。

拼接電容內置于PCB中

PCB本身可以設計為以多種方式創建旁路電容結構。當PCB中的兩個平面重疊時，形成電容器。在這種類型的電容器中，形成的平行板電容器的電感極低，并且電容分布在大面積上。

這些結構必須構建在PCB的內層上。表面層具有最小的爬電距離和間隙要求;因此，將表面層用于這種類型的結構是不切實際的。這至少需要四層板。

一個不錯的選擇是在電路板的內層使用浮動金屬結構在初級和次級電源層之間架橋。請注意，在下文中，專用于接地或電源的平面稱為參考平面，因為從交流噪聲的角度來看，它們的行為相同，并且可以互換用于拼接電容。

浮動電容結構

浮動旁路電容的示例如圖6所示。參考平面以藍色和綠色顯示，浮動耦合平面以黃色顯示。該結構的電容產生兩個電容區域（用陰影顯示），由結構的非重疊部分連接。為了確保為結構區域產生最佳電容，初級側和次級側的重疊區域應相等。

圖6中結構的容性耦合由平行板電容器的以下基本關系計算得出：

其中：
C為總旁路電容。
AX是每個參考平面的拼接電容的重疊面積。
d是PCB中絕緣層的厚度（見圖6）。
ε0是自由空間的介電常數，8.854 × 10?12F/m.
εr是PCB絕緣材料的相對介電常數，FR4約為5.4。

其中w1,w2、d 和 l 是浮動平面以及主參考平面和次參考平面重疊部分的尺寸，如圖 6 所示。

如果w1 = w2，方程簡化為

這種結構在實際應用中各有優缺點。主要優點是有兩個隔離間隙，一個在初級，一個在次級。這些間隙稱為膠結接頭， 其中 FR4 層之間的粘合提供了隔離.還有兩條通過PCB材料厚度的順序路徑.在某些隔離標準下創建強化隔離柵時，這些間隙和厚度的存在是有利的。這種結構的缺點是電容形成在有源電路區域下，因此可能存在穿過間隙的貫穿和走線。公式2還表明，與簡單的平行板電容器相比，形成的單位面積產生的電容效率只有其一半。

這種架構最適合具有較大電路板面積或需要加強絕緣的應用。

間隙重疊拼接

實現良好旁路電容的一種簡單方法是將參考平面從初級側和次級側延伸到PCB表面用于爬電的區域。

圖7中結構的容性耦合由平行板電容器的以下基本關系計算得出：

其中：
C為總旁路電容。
d是PCB中絕緣層的厚度，
ε0是自由空間的介電常數，8.854 × 10?12 F/m。
εr是PCB絕緣材料的相對介電常數，FR4約為5.4。

其中 w、d 和 l 是主參考平面和次參考平面重疊部分的尺寸，如圖 7 所示。

這種結構的主要優點是電容在隔離器下方的間隙中產生，出于爬電距離和間隙原因，頂層和底層必須保持透明。在大多數設計中，該電路板區域根本沒有利用。產生的單位面積電容效率也是浮動平面的兩倍。

這種架構在主參考平面和次參考平面之間只有一個膠合接頭和一層FR4。它非常適合只需要基本絕緣的小型電路板。

邊緣防護

到達電路板邊緣的電源和接地層上的噪聲可能會輻射，如圖2和圖3所示。如果邊緣用屏蔽結構處理，噪聲會反射回平面間空間（參見參考部分中的Archambeault和Drewniak）。這會增加平面上的電壓噪聲，但會減少邊緣輻射。在PCB上進行固體導電邊緣處理是可能的，但該過程很昂貴。一種效果良好的較便宜的解決方案是用通孔連接在一起的保護環結構處理電路板的邊緣。典型 8 層板的結構如圖 4 所示。圖9顯示了如何在電路板初級側的電源層和接地層上實現這種結構。

圖9.通過圍欄和保護環，顯示在主電源層上。

創建邊緣防護有兩個目標。第一種是將過孔的圓柱形發射反射回平面間空間，不允許其從邊緣逸出。第二種是屏蔽由于噪聲或大電流而在內部平面上流動的任何邊緣電流。

如果沒有廣泛的建模，很難確定用于創建邊緣保護的過孔間距。ADI公司的測試板使用4 mm的過孔間距作為評估板。該間距足夠小，可以為小于18 GHz的信號提供衰減，并且符合其他來源的一般指導。所需的過孔數量是合理的。沒有對通孔密度進行進一步調查。

平面間電容旁路

平面間電容旁路是一種旨在通過改善高頻旁路完整性來減少電路板傳導和輻射發射的技術。這有兩個有益的效果。首先，它減少了高頻噪聲在接地和電源層對中傳播的距離。其次，它通過提供在200 MHz和1 GHz之間有效的旁路電容來降低注入電源接地層的初始噪聲（參見參考部分中的Archambeault和Drewniak）。電源和接地降噪為iso功率器件附近的噪聲敏感組件提供了更好的工作環境。傳導輻射的減少與功率和地面噪聲的降低成正比。輻射發射的減少不如縫合或邊緣保護技術實現的顯著減少;但是，它顯著改善了電路板的電源環境。

EMI測試板使用的堆疊是信號-接地-電源-信號，如圖10所示。薄芯層用于電源層和接地層。這些緊密耦合的平面提供層間電容層，補充器件正常工作所需的旁路電容。

圖 10.用于平面間電容的PCB堆疊。

除了接地層和電源層外，還可以通過交替接地和電源填充來填充信號層來進一步增加電容。圖10中的頂層和底層標有信號/電源和信號/接地，以說明這些特定層上的填充。這還有一個額外的好處，那就是為在通孔圍欄結構邊緣泄漏的EMI創建額外的屏蔽，使其保持在PCB中。在進行接地和電力填充時必須小心。這些填充必須綁回整個參考平面，因為浮動填充可以充當貼片天線并輻射而不是屏蔽。一些建議的填充做法包括

填充應沿邊緣連接到適當的參考平面，每 10 mm 通孔一次。

應去除填充物的細手指。

如果填充具有不規則形狀，請將過孔放在形狀的最邊緣

平面間電容的有效性如圖12所示。圖中顯示了PWM控制ADuM5000等器件或該系列類似器件中初級側振蕩器所產生的噪聲（有關器件列表，請參見表1）。頂部是V上的噪音電子數據處理在 2 層板中生成的引腳。中間部分顯示了接地層和電源層相隔 24 mil 的 PCB 的實質性改進。最后，在下部窗格中，間隔為4 mil的緊密間隔的接地和電源層顯示出遠小于電源紋波的噪聲。

圖 11.填充功能。

圖 12.VDD各種堆疊選項的電壓噪聲。

功率降低

在具有有源反饋架構的iso功率器件中，可以通過盡可能長時間地保持油箱電路關閉來減少排放。在輕負載下運行iso電源可以為表1中列出的器件實現這一點。負載減少被證明是影響排放水平的一個非常重要的因素。

工作電壓

工作電壓是使用 isoPower 進行設計時要選擇的最后一個參數。它不像簡單地選擇低功耗或低電壓工作條件那么簡單。如圖13所示，180 MHZ時的輻射與PWM調節信號的占空比密切相關，并且在很大程度上與工作電壓無關。PWM 占空比控制振振主動切換的時間比例。這意味著諧振電路產生的噪聲（180 MHz峰值）與平均電流不成正比。

圖 13.180 MHz 諧振電路頻率與 PWM 占空比的關系。

360 MHz 時的輻射與平均負載電流成正比。在實際應用中，這意味著從EMI的角度來看，選擇在3.3 V還是5 V下工作更好取決于需要控制的峰值和所需的負載電流。有關更多信息，請參見本應用筆記的工作負載和電壓依賴性部分。

推薦的設計實踐

請考慮以下一般設計實踐，以最大程度地減少PCB上的EMI問題。這些方法不會在PCB中引入任何需要認證審查的額外隔離邊界。

使用至少四層的堆疊。

盡可能緊密地隔開電源層和接地層，以優化旁路。

電源路徑中的所有過孔都應盡可能大。小過孔具有高電感并產生噪聲。使用多個小過孔在降低過孔電感方面不如單個大通孔有效，因為即使存在多個路徑，大部分電流也會通過最近的過孔。

要非常小心地針對單個參考平面布線信號線。保持圖像電荷路徑至關重要，這樣圖像電荷就不必通過迂回路線行進，從而在另一個平面上與原始信號相遇。

不要在靠近PCB邊緣的高速線路布線。

路由數據或斷電板，尤其是通過電纜，可能會引入額外的輻射問題。饋通濾波電容器或類似的濾波結構可用于最大限度地減少電纜輻射。

滿足隔離標準

本應用筆記中描述的技術不影響電路板隔離，但通過旁路電容的輸入至輸出耦合除外。當使用安全電容器進行拼接時，電容器具有額定工作電壓和瞬態電壓，以及指定的爬電距離和電氣間隙。從認證的角度來看，這使得安全電容器相對容易處理。然而，它作為EMI抑制元件的性能是有限的。

PCB旁路電容， 就其性質而言， 當導體盡可能靠近彼此時，最有效.為了從這些元件中獲得最大性能，有必要將內部間距要求盡可能接近極限，同時保持安全性。不同的標準可以有完全不同的PCB結構方法，必須應用適用的標準.

認證機構對待多層PCB的表層與內層不同.表面具有爬電距離和間隙要求，這些要求由空氣電離和沿臟表面的擊穿驅動。內層被視為固體絕緣或固體絕緣之間的永久膠合接頭。

圖 14.PCB 設計中的臨界距離。

在PCB絕緣中，對于認證機構來說，重要的是材料具有足夠的介電擊穿以通過瞬態測試要求，并且它們的構造方式使絕緣不會隨著時間的推移而擊穿。表2將四種標準與在PCB內部制造基本或加強絕緣屏障所需的標準進行了比較。

在印刷電路板中的基本絕緣的情況下， 沒有通過絕緣距離的最低規格.因此，設計人員在電路板布局方面具有很大的靈活性。FR4 等材料必須足夠厚，以承受產品使用壽命內所需的過電壓。

增強絕緣需要沿粘合表面的最小距離為 0.4 mm（約 16 mil），例如內部 PCB 層上銅結構之間的間隙，或者在大多數情況下直接穿過層與層之間的絕緣。此外， 除非在有源結構之間使用多層絕緣，否則電路板可能存在型式測試要求.雖然這一要求需要仔細的電路板設計，并且可能超過四層，但如果在設計開始時考慮到它不應該是繁瑣的。

隔離柵兩端的容性耦合允許交流泄漏和瞬變從一個接地層耦合到另一個接地層。雖然300 pF看起來很小，但高電壓、高速瞬變可以通過該電容在柵上注入大量電流。如果應用程序要受這些環境的影響，請考慮這一點。

評估 PCB 結構的 EMI

選擇PCB結構和技術的組合可以實現所需的系統輻射EMI目標。輻射發射有兩套標準，一套來自美國聯邦通信委員會（FCC），另一套來自IEC的一個特別委員會國際擾動無線電電技術委員會（CISPR）。

在本應用筆記中，CISPR22輻射標準用于評估PCB結果。圖 15 顯示了 FCC 和 CISPR 水平之間的關系。在大多數頻譜中，CISPR水平比FCC水平更保守，并且由于國際市場的許多產品必須同時滿足這兩個標準，因此本應用筆記僅引用CISPR通過限制。如果需要分析所需的相關 FCC 級別，請參閱圖 15。

圖 15.FCC 和 CISPR 限制校正為 10 m 天線距離。

通過創建一組具有不同旁路電容、邊緣保護和尺寸組合的評估板，驗證了EMI抑制技術的有效性。這些實驗的對照是 4 層 PCB，內部接地和電源層由 4 mil 的 FR4 隔開。這在邊界的每一側都提供了大量的平面間電容，沒有邊沿保護，也沒有旁路電容，如圖16所示。測試在 3 米屏幕房間的 EMI 設施中進行。目標是查看廣泛的排放范圍，而不是關注單個峰值。該測試的峰值與10米遠場結果的結果密切相關。

圖 16.控制板。

參考圖15，這些頻率下的發射必須在30 MHz時低于180 dBμV/m，在37 MHz時必須低于360 dBμV/m，歸一化為10 m天線距離，才能達到B類輻射水平。控制板的配置被認為是隔離應用的標準PCB布局。5 V工作條件和滿載下的輻射是輻射發射的最壞情況。圖 17 顯示了為控制板收集的設施數據。需要注意的特征是180 MHz的儲罐頻率峰值和360 MHz的整流頻率。當施加EMI抑制時，較高頻率的諧波通常會消失。

圖 17.控制板在 5 V 和 90% 負載時的輻射。

表3顯示，該板的輻射很大，對于32 MHz峰值，必須降低360 dB，對于36 MHz峰值必須降低180 dB，才能使其符合CISPR B類。

在旁路電容結果和邊緣保護結果部分中，所提供的數據歸一化為無旁路電容的5 V/5 V 90%負載條件，因此可以直接從應用板的基線操作中減去圖20、圖22、圖23和表4中的值。

拼接電容結果

增加旁路電容已被證明是減少整個頻譜輻射的最有效方法。當它具有非常低的電感并且分布在整個屏障長度上時，它是最有效的。實現一定水平的拼接電容的最佳幾何形狀取決于可用空間和控制設計的法規要求。在本次評估中，采用了間隙重疊電容，因為它會產生較大的電容，并使用通常清除所有走線和元件的PCB部分。還有其他幾個選項可用，集成技術部分對此進行了介紹。

圖18顯示了PCB布局，其中勾勒出內部平面。該板建立在 4 mil 內核上，電源和接地層從兩側延伸至中間重疊。重疊為 l = 114 mm x w = 6.5 mm，間距為 d = 0.1 mm。 應用公式4，旁路電容為300 pF。另外制造了一個長度較短的PCB，以產生150 pF的旁路電容。修改后還允許進行75 pF電容測量。

圖 18.重疊旁路電容。

示例數據集如圖 19 所示。在預期頻率下可以清楚地看到峰值。兩條曲線表示無旁路電容的控制板和300 pF重疊旁路電容配置。根據峰值的不同，由于旁路電容，發射會大幅下降25 dB至30 dB。峰值隨負載和電壓而變化，但降低與工作電壓和負載電流無關。

圖 19.300 pF旁路電容對負載10%的ADuM5400或類似器件輻射的影響。

圖20總結了作為旁路電容函數的輻射。請注意，曲線的形狀取決于發射峰值的頻率范圍。在電容大于200 pF之前，較低頻率的輻射（<150 MHz）僅略有降低。較高頻率的發射（>200 MHz）在低于150 pF時減少的大部分頻率。

圖 20.在5%負載下，5 V/10 V工作時，通過拼接電容降低輻射。

曲線形狀的差異似乎主要與電容耦合中的電感和達到最佳結果所需的電容量有關。在360 MHz時，低電感旁路已將輸入和輸出平面與150 pF充分耦合。180 MHz輻射主要來自輸入層，需要更多的大容量電容來減少輻射。這使得一些選項可用;由于大多數分量電容器在200 MHz以下作為旁路仍然非常有效，因此旁路電容可以由基于PCB的低電感旁路和分立元件電容器的組合制成，以增加總電容。集成技術部分檢查了幾個選項示例。

曲線的形狀表明，當由于可用的電路板空間而限制旁路電容量時，必須采取其他措施來減少低頻輻射，例如增加元件電容或邊緣保護。

邊緣防護結果

在iso電源系統中，大部分電流在初級側接地和電源層以及將它們連接到有源引腳的過孔中流動。這導致大部分邊緣輻射發生在初級側。邊沿保護在應用于轉換器初級側的平面時最為有效。圖 21 說明了如何向測試車輛添加邊緣防護。

圖 21.重疊旁路電容、邊緣保護和接地/電源填充。

兩側都安裝了防護裝置，但在輔助平面上效果較差。除參考層（見圖8和圖9）外，每層都應用保護環，每4 mm通過通孔連接在一起的層。 在i耦合器附近有幾種圍欄選擇。如果間距很緊，則可以在設備下的所有層上中斷圍欄，如圖21所示。保護環也只能在頂層和底層中斷，并且可以在內層繼續。邊緣圍欄的中斷越多，EMI泄漏的可能性就越大。

在某些系統隔離要求中，沿膠結接頭可能需要很長的距離，直至整個表面爬電距離。在這些情況下，縫合和邊緣保護仍然是可能的，甚至更可取。如果需要較長的內部PCB爬電距離，在許多情況下，旁路電容結構看起來與圖3所示的失調邊緣情況非常相似，后者可以成為高效的散熱器。對偏移邊沿使用邊沿保護的示例如圖 27 所示。

邊緣保護板的結果如表4所示。由于大部分邊沿輻射是由較大的初級側電流在初級側產生的，因此在180 MHz峰值（通常約為?11 dBμV/m）處降低幅度最大。360 MHz峰值的結果不到一半。

工作負載和電壓依賴性

排放與振缸振蕩器開啟的時間長短直接相關。圖22和圖23顯示了儲罐頻率和整流頻率的排放如何隨負載變化。在較高負載下，輻射與電流幾乎成線性關系。在非常輕的負載下，排放會顯著下降，而油箱電路可能無法完全打開。在輕負載和低輸出電壓下，可以將罐和整流排放降低 20 dB 以上。

圖 22.180 MHz 時的輻射與負載電流的關系。

圖 23.360 MHz 時的輻射與負載電流的關系。

由于儲罐占空比與不同電壓下的負載電流的關系，在180 mA和60.3 V負載下工作時，3 MHz輻射包含的能量與在100 mA和5 V下工作的能量一樣多（見圖22）。但是，在5 V下傳輸的功率是其兩倍以上。

當圖360中檢查23 MHz行為時，它的行為更符合預期，3.3 V輻射幾乎在整個工作范圍內較低。在低負載條件下以3.3 V電壓運行具有顯著優勢。

當比較不同電壓下的180 MHz和360 MHz響應時，這些結果表明，在3.3 V和低負載下工作時，在180 MHz時只有很小的損失，而在360 MHz時有好處。如果有高負載電流，最好在5 V下運行。

平面間電容式

在這些設計中使用平面間電容對輻射的影響很小，但對電源噪聲有顯著影響。用于拼接電容的相同層也在勢壘的每一側產生平面間電容。為旁路電容產生良好耦合的相同特性也使面間電容良好，即薄層和連續平面。

圖21所示的電路板在信號層的未使用部分實現了交替接地和電源填充。這會增加層間電容，對隔離沒有影響。填充島以每 10 mm 的通孔連接到各自的平面，并且布局小心以避免填充手指或孤立的島。

在高層數板中使用信號層還可以通過多層的交叉計算來增加旁路電容（有關更多信息，請參閱積分技術部分）。

整合技術

確定應將本應用說明中描述的哪些方法結合使用以實現排放目標，需要進行預期的基線排放測量。如果沒有其他估計值，則可以使用控制板的行為。許多選項對成本或面積的影響不大，可以在任何多層PCB上實現。選擇PCB布局和應用技術以最小化EMI的過程如圖24所示。這會將該過程分為三類：不影響隔離的項目、具有隔離影響的項目，最后是系統級方法，例如屏蔽。

圖 24.選擇 EMI 緩解選項。

為了說明這一過程，我們審查了兩個例子，它們涵蓋了該過程的大多數方面。首先，創建兩種類型的應用板。

平均電流為 60 mA 的 PCB，必須滿足基本絕緣要求

提供小于 10 mA 電流但能夠加強絕緣的 PCB

控制板用作基線。其滿載時的排放量與CISPR B類限值一起顯示在表3中。

示例 1 - 基本絕緣板

對于第一個布局示例，假設60 mA負載是應用所需的最大負載。這無需任何設計工作即可將排放量減少幾分貝。但是，由于從isoPower的角度來看，這仍然是一個相對較重的電流應用，因此建議對初級側進行邊緣保護。邊沿保護可將180 MHz峰值降低10 dB，并在一定程度上降低360 MHz峰值。此外，對于大功率要求，選擇5 V/5 V工作條件可實現最低的輻射（見圖22）。如果應用PCB上連接了敏感的模擬電路或長電纜，則應考慮優化平面間電容，但這是可選的。

使用已經使用的方法，發射已從基線降低到11 dB至15 dB，但要獲得B類所需的32 dB和36 dB降低，必須采用旁路電容。由于這不是醫療應用，因此用戶可以靈活地添加交叉勢壘電容。只需要基本的絕緣;因此，最小尺寸的旁路電容是單重疊選項。將迄今為止的降低相加，在15 MHz峰值中產生180 dB，在11 MHz峰值中產生360 dB。這使得較低頻率的17 dB和較高頻率的21 dB需要獲得。如圖20所示，實現140 MHz峰值的目標需要360 pF的旁路，但要使250 MHz峰值達到所需電平，則需要180 pF的路邊運算。使用公式4，假設電介質為4 mil，重疊為8 mm，則需要77 mm長的電容結構才能產生250 pF電容。

表5總結了在邊緣保護功能為250 pF的旁路電容和60 V時5 mA電流下實現的降低。電容式引腳如圖25所示。請注意，對于4層板，必須在頂層和底層觀察完整的PCB爬電距離，但內層的間距可以小得多。

圖 25.基本絕緣單重疊旁路電容器。

如果重疊長度為 77 mm，則此設計可能是可以接受的。如果空間非常寶貴，則圖 26 中顯示了另一個選項。由于360 MHz峰值所需的電容小于180 MHz時所需的電容，因此設計140 pF旁路電容的PCB，并輔以安全額定電容。這將旁路電容的長度減少到44 mm，并增加了一個160 pF的安全電容。

圖 26.使用安全電容器增強拼接。

最后，圖27顯示了帶有邊緣防護裝置的基本絕緣結構。請注意，用于邊緣保護的接地層也用于旁路電容。這避免了20h貼片天線效應。

圖 27.在基本電容式縫合中增加了邊緣保護。

在不占用大PCB空間的情況下增加電容的另一種技術是使用指叉旁路電容，如圖28所示。由于重疊的額外層通過過孔連接到主平面，因此額外的層比主重疊更具電感性。這通常不是問題，因為較低頻率的峰值需要最大的電容，并且可以容忍更多的電感。如前所述，當使用邊緣防護時，最好使用邊緣防護接地層進行耦合。

圖 28.不同的方法交錯旁路電容，以最大化耦合。

示例 2—增強絕緣板

第二塊板需要加強絕緣。邊緣防護的分析保持不變。由于電流電平較低，360 MHz峰值的優勢在于以3.3 V/3.3 V供電（見圖23）。

如果本例的標準允許采用2層增強結構，則可以如圖29所示構造一個旁路電容。執行與上一個示例類似的計算，最小旁路電容為210 pF。由于增強應用中的浮動針跡使用的面積是單個重疊的兩倍，因此導致電容器非常大（參見公式2）。

圖 29.最小增強絕緣，浮動拼接電容器。

在實施例1中，使用安全電容器來補充低頻的旁路，從而可以減少PCB旁路電容。在這種情況下也可以這樣做，但高壓安全電容器相對昂貴，并且可能存在監管限制;因此，不希望使用安全電容器。但是，安全性和尺寸都有替代方案。

如果有更多層可用，則可以構建安全額定的旁路電容，如圖30所示。這種結構在有源輸入和輸出結構之間放置至少四層PCB材料。對于大多數機構來說，無需測試或認證即可接受。電容的計算可能很復雜，因為可以耦合到幾層，但間距也更大。通常， 這種高度增強的PCB具有最大的面積要求.

圖 30.增強絕緣，浮動拼接電容器。

其他布局注意事項

在前面的示例中，電路板在初級平面和次級平面之間的內部距離較小，以最大化耦合并最大限度地減少輻射。設計指南適用于遠離PCB邊緣的控制良好的區域。但是，必須小心電路板的邊緣，以保持邊緣與現場相同的魯棒性水平。必須解決的兩個擊穿特性是空氣的相對較低的擊穿和金屬角或點處電場的增強。暴露在PCB邊緣甚至靠近PCB邊緣的平面可以提供擊穿路徑。

板被制造成大片，然后切割或劃線并卡入單個板。切割操作可能不準確或導致 FR4 材料開裂和磨損。如果緊密間隔的內層靠近電路板邊緣， 它們可能會因FR4的不準確切割或微觀開裂而暴露在低擊穿空氣中.這會產生問題，特別是如果輸入層和輸出層之間的間隙終止在PCB邊緣的尖角處，這會增強電場并成為最有可能發生電弧的位置。

強烈建議將內平面的內角斜面，使其具有與PCB邊緣相交的頂層的完整爬電距離。

圖 31 顯示了內部平面與電路板邊緣相交的良好布局。上圖顯示了PCB領域中緊密間隔的兩個平面。間隙頂部和底部附近的拐角緊密間隔，并一直延伸到PCB的邊緣。由于此時PCB完整性可能較低，或者PCB切片過程甚至可能暴露平面，因此這是高壓擊穿的主要位置。

圖 31.與PCB邊緣相遇的封閉平面設計。

圖 31 中的下圖顯示了圓角（為強調而夸大）或斜角以及將平面的重疊部分從邊緣拉回如何防止這成為隔離設計中的弱點。它消除了尖角，并將其中一個平面的邊緣向后移動足夠遠，以確保邊緣附近存在足夠的高完整性PCB材料。

結論

本應用筆記中概述的每種方法都針對特定的輻射源，并且可以與描述的其他技術結合使用，以實現相關輻射的預期減少。測試板通過使用平面間拼接電容器和邊緣圍欄，可輕松滿足 CISPR 或 FCC B 類標準，無需外部屏蔽。此外，在接地層和電源層中使用平面間去耦電容可為精密測量應用提供非常安靜的環境。

雖然本應用筆記依賴于在ADuM5400或類似器件上收集的數據，但這些技術適用于整個ISO電力線。所有iso電源產品都包含類似的油箱和整流電路。最大的電流流過設備的初級側，導致這些設備從輻射發射的角度來看以類似的方式運行。

在需要低交流泄漏的情況下，例如在某些醫療應用中，旁路電容可能不是一個可行的解決方案。在這些應用中，接地金屬機箱外殼可能是最大限度地減少排放的最實用解決方案。

審核編輯：郭婷