介紹在雙模式（模擬放大器和數字 TDMA）蜂窩電話中設置 PLL 分頻器值的方法。概述了IS-136雙模電話頻率計劃，使用119.64MHz的第一中頻和455kHz的放大器中頻。需要在PLL鑒相器頻率、環路帶寬和雜散輸出之間進行權衡。蠻力解決方案必須切換回路濾波器組件以控制穩定性。AMPS 模式下的 50Hz 誤差允許 PLL 使用相同的濾波器組件。

介紹

美國最初的蜂窩電話系統基于模擬頻率調制（FM）技術，稱為高級移動電話系統（AMPS）。許多電話仍然試圖支持舊標準以及現代數字系統。當基帶處理器和RF（射頻）收發器專為這種支持而設計時，這并不是一個巨大的技術挑戰。一些現代基帶處理器選擇放棄AMPS支持，迫使電話聽筒設計工程師“嫁接”AMPS模擬實現所需的電路。本應用筆記介紹了支持時分多址（TDMA）IS-136數字模式和模擬AMPS模式的蜂窩電話聽筒的典型頻率規劃。給出了一種選擇鎖相環（PLL）分頻器值的方法，以保持第二本振（LO）的快速響應時間。使用2.19MHz的溫度補償晶體振蕩器（TCXO）、44.119MHz的第一IF（中頻）和64kHz的AMPS IF，可以在數字和模擬模式下以~455kHz的頻率操作第二LO相位鑒相器。提供了一個 Mathcad 工作表，可以輕松修改以支持其他 2st IF 和 TCXO。

圖1顯示了同時支持IS-136 TDMA和AMPS操作的典型手機的部分框圖。前端是MAX2338和所需的RF濾波。第一個LO驅動RF混頻器，由以TCXO為基準的鎖相環控制。MAX1的輸出為2338.119MHz的IF，通過差分IF濾波器傳送至IF處理電路。數字中頻由MAX64 RXIF實現。該 IC 包含正交解調器，可將 IF 混頻至基帶 I 和 Q 輸出。MAX2309還包含實現無線電第二LO所需的PLL和壓控振蕩器（VCO）。PLL通過大多數工程師熟悉的三線串行總線進行編程。反饋和基準分頻器實際上是寄存器對。這允許在系統初始化時加載一次數字模式操作和模擬（FM-AMPS）操作的分頻器值，然后很容易選擇正確的寄存器對來更改PLL模式。

圖1.用于 TDMA 的雙模接收器，支持模擬放大器。

在所討論的系統中，基帶處理器沒有適當的支持來允許AMPS FM信號進行數字解調。增加了一個小的FM IF部分，使用常見的455kHz IF濾波器，這些濾波器成本低且隨時可用。MAX1借用MAX119將64.455MHz的第一中頻混頻至2309kHz所需的LO。這是可能的，因為當手機處于AMPS模式時，數字處理不需要I/Q輸出。

用于數字模式的第二個LO

允許TDMA數字操作的第二個LO需要為2.119MHz。這恰好將IF混合到基帶，以實現數模轉換。然后，數字信號處理器（DSP）接管并完成所需的錯誤檢測和糾正等。MAX64中產生第2309個LO的VCO需要運行兩倍于所需頻率，因為內部分頻為2。此除以 2 通過以下方式提高了性能：

將 VCO 移離第一個 IF。

更準確地獲得 50% 占空比。

簡化正交解調器中的 90 度電路。

為了產生用于TDMA操作的第二個LO，需要對內部寄存器進行編程，使其能夠以2.239MHz的頻率運行VCO。為此存在多個解決方案集：

R = 486， M = 5982 fREF（鑒相器工作速率） = 19.44MHz/486 = 40kHz

R = 243， M = 2991 fREF= 80kHz

上面針對第二LO數字模式提出的兩種解決方案似乎都是可以接受的，因為鑒相器的速率足夠高。這允許給定的環路濾波器將比較雜散產物降低到可接受的低電平，同時仍具有足夠寬的PLL帶寬，以實現快速響應和良好的噪聲抑制。

放大器的第二個LO

如果不小心，AMPS IF的第二個LO可能會增加復雜性。使用傳統整數值生成第二個LO的直接方法如下：

記下所需的 LO。此處給出的示例中為 120.095MHz。

調整LO頻率以考慮除以2的功能。VCO = 240.19MHz

注意VCO頻率中最后一個數字的位置。VCO 由 10kHz 位置的最后一位數字指定。這是鑒相器比較速率的候選者，f裁判= 10kHz。可能還有其他解決方案，但通常目視檢查不足以識別這些其他速率。

確認時基 TCXO 是 f 的整數倍裁判10kHz = 1944

計算參考分頻器 R 的值。1944 從步驟 #4。

計算反饋分頻器 M 的值。240.19MHz / 10kHz = 24，019。

看起來設計已經完成，但請考慮在AMPS模式和TDMA模式之間切換的問題。鑒相器速率將在10kHz至40kHz之間變化。在改變模式時，環路濾波器可能需要改變時間常數，這將增加一些額外的電路。更不用說 AMPS 和 TDMA 模式之間的鎖定時間和噪聲特性會有所不同。如果兩種模式之間的比較頻率足夠接近，濾波器元件可以服務于任一模式，從而避免了對開關元件的需求，那么這將是一個改進的設計。這是一項崇高的事業，但大多數時候都不是微不足道的。我們需要為 R 和 M 找到其他整數值，以產生所需的輸出頻率。使用計算器幾分鐘通常會說服工程師，找到這些其他整數除法值可能需要花費數小時！

電腦來救援！

生成第二個LO的硬件配置為僅支持整數值。（在我們獲得分數PLL之前，我們必須找到另一種方法來解決這個問題。這意味著我們可以生成的頻率是“量化的”，分頻器設置的微小變化可能會使輸出頻率跳躍到所需值以上。計算機可以輕松搜索所需的寄存器設置，但不能保證它會找到解決方案。我們必須在這一點上改變規則，以便取得進展。

無線電工程師傳統上一直試圖精確地達到LO頻率。在AMPs接收器中，我們真的需要將第二個LO精確地放在頻率上嗎？稍加思考，就可以得出結論，由于鑒別器的操作和第二個IF濾波器的帶寬，應該優雅地容忍第二個LO中的少量誤差。第二個LO必須足夠接近，以使信號通過IF濾波器進入解調器。頻率向上或向下移動少量的事實應該不會造成嚴重的問題。這就是我們將要做的，以幫助找到第二個LO PLL設置的其他解決方案。附錄中包含的 Mathcad 工作表用于搜索此問題的解決方案，使用第二個 LO 可以容忍 2Hz 誤差的約束。

結果

將需要 45 萬次嘗試。我試圖使用微軟的Excel電子表格來做到這一點，它甚至無法處理足夠大的工作表來測試這個想法。然后將問題縮減到一個子集，電子表格在 79 分鐘后仍然有效！

有一句古老的格言說，最好的優化器是“你耳朵之間的那個”1.很明顯，人們不需要詳盡地搜索。對于 R 的每個值，只有一個（可能是兩個？M 值，對測試有意義。Mathcad 工作表遵循此方法。參考分頻器值 R 的范圍可以從最小值到最大值。對于每個都計算適當的M值并將其轉換為整數。PLL的輸出使用R和M計算。將此輸出與目標值240.19MHz進行比較。計算誤差并將其與50Hz的允許誤差預算進行比較。構建的 R 值向量僅由滿足誤差預算的 R 值組成。該矢量被繪制成圖形，以便對結果進行目視檢查。然后通過快速試驗和錯誤找到確切的 R 值，使用圖表作為在哪里搜索正確 R 值的指南。很快發現六個 R 值有效。（我們只對產生接近40kHz或80kHz的鑒相器速率的產品感興趣。

R = 422，M = 5214 時，輸出頻率為：19.44MHz × （5214/422） = 240.189952607 誤差 ~ 47Hz

鑒相器的工作頻率為~46kHz，在數字模式下，該頻率足夠接近40kHz，允許在兩種模式下使用相同的環路濾波器。