本應用筆記介紹了硅鍺如何增強RF應用中的IC性能。賈科萊托模型用于分析噪聲效應。SiGe技術的更寬增益帶寬表明可提供更低的噪聲性能。探討了SiGe對線性度的影響。

對于蜂窩手機和其他數字便攜式無線通信設備，三個參數越來越重要。低功耗和輕質電池為器件提供了自主性，更高的前端靈敏度增加了接收距離，更大的前端線性度對允許的動態范圍有直接影響。隨著非恒定能量調制方案（如 π/4DQPSK和 8QAM）的出現，最后一個參數越來越受到重視。

硅鍺（SiGe）是最新的創新，可同時改善接收器的功耗、靈敏度和動態范圍。GST-3是一種基于硅鍺（SiGe）的新型高速IC工藝技術，其特征是過渡圖（fT） 的 35GHz。典型的前端框圖（圖1）顯示了硅鍺技術（1.9GHz）對組合混頻器和低噪聲放大器（LNA）可能實現的性能。

圖1.典型的無線電輸入電路包括一個低噪聲放大器和混頻器。

噪聲性能

下變頻鏈路中噪聲系數的主要貢獻是LNA的第一個晶體管輸入級產生的噪聲。噪聲系數（NF）是網絡的品質因數，用于將實際網絡中的噪聲與理想無噪聲網絡中的噪聲進行比較。功率增益 （G） 等于 G = P 的放大器或其他網絡的噪聲因數 （F）外/P在可以表示為：

NF 是網絡輸入端口和輸出端口之間信噪比 （SNR） 下降的量度，通常以 dB 表示：NF = 10log10F.因此，

我們關注的是熱噪聲（也稱為約翰遜噪聲或白噪聲）和散粒噪聲（也稱為肖特基噪聲）。雙極晶體管的詳細高頻等效模型（Giacoleto模型—見圖2）有助于理解這種噪聲是如何產生的。該模型還展示了SiGe技術如何幫助降低LNA的前端噪聲系數。

圖2.這個詳細的npn晶體管模型（Giacoleto模型）簡化了頻率效應的分析。

硅鍺熱噪聲和散粒噪聲

在溫度高于絕對零度（0°K）的導電介質中，電荷載流子的隨機運動會產生隨機噪聲產生的電壓和電流。導體溫度升高會增加這些隨機運動的電荷載流子速度，從而增加噪聲電壓。晶體管中寄生基極電阻（Rbb'）產生的熱噪聲為Vn（f）= 4kTRbb'，其中Vn（f）等于電壓頻譜噪聲密度，單位為V2/Hz×。-23焦耳/開爾文），T是以開爾文（°C + 273°）為單位的絕對溫度。

散粒噪聲是電荷載流子顆粒狀性質的結果。半導體中的直流電流通常被認為是每個時刻恒定的，但任何電流都由單個電子和空穴組成。只有這些電荷載流子的時間平均流顯示為恒定電流。電荷載流子數量的任何波動都會在該時刻產生隨機電流，這稱為散粒噪聲。

基極電流中散粒噪聲的頻譜噪聲密度為 Inb（f） = 2qIb = 2qIc/β ，其中 Inb 是以 I2/Hz 為單位的電流頻譜噪聲密度，Ib 是基極直流偏置電流，q 是一個電子電荷 （1.6×10-19庫侖），β是晶體管的直流電流增益。因此，晶體管輸入級產生的總噪聲頻譜密度是熱噪聲和散粒噪聲的總和：

γn = 4kTRbb′ + RSOURCE 2qIc/β

Analog 的新 SiGe 工藝 GST-3 是通過在晶體管基極中摻雜鍺來創建 GST-2（一種過渡頻率為 27GHz 的雙極工藝）的擴展。結果是Rbb'的重要降低和晶體管β的顯著增加。這兩種變化的綜合效應是SiGe晶體管的噪聲系數更好（與具有相似集電極電流的硅晶體管相比）。通常，晶體管噪聲系數表示為：

因為 R源= Vn（f）/Inb（f） 給出了硅雙極和硅鍺技術的最小噪聲系數，SiGe 工藝的全部優勢可以通過設計源阻抗接近該值的 LNA 來獲得。

無線設計的另一個重要方面是噪聲系數隨頻率的降額。典型晶體管的功率增益類似于圖3中的上曲線?？紤]到圖2所示的等效晶體管電路，這條曲線并不奇怪。實際上，該模型是一個RC低通濾波器，其增益在每倍頻程6dB時下降。共發射極電流增益（β）為單位（0dB）的最大理論頻率稱為轉換頻率（fT).LNA的增益（G）直接取決于β，因此降額噪聲系數[F = N外/（N在G）] 從增益的滾降開始。

圖3.硅鍺（SiGe）雙極晶體管具有高增益和低噪聲。

要了解GST-3 SiGe工藝如何改善高頻下的噪聲系數，請考慮將鍺添加到晶體管的p硅基極中可將基極上的帶隙降低80mV至100mV，從而在發射極和集電極結之間產生強電場。通過將電子從基座快速掃入集電極，該電場減少了傳輸時間（tb）需要承運人穿越狹窄的基地。如果所有其他因子保持不變，則減少了b使 F 增加約 30%T.

對于相同面積的晶體管，硅鍺器件實現了給定的 fT具有 GST-2 設備所需電流的一半到三分之一。更高的fT降低高頻噪聲，因為β滾降發生在更高的頻率下。

超低噪聲SiGe放大器（MAX2641）

硅鍺MAX2641優于硅雙極LNA，后者的NF在接近2GHz限值時會下降（即，1GHz時為5.1dB，2GHz時為5.2dB）。SiGe器件中的高反向隔離還允許在不影響輸出匹配的情況下調諧輸入匹配網絡，反之亦然。

硅鍺MAX2641針對1400MHz至2500MHz工作范圍進行了優化，典型性能包括14.4dB增益、-4dBm輸入IP3（IIP3）、30dB反向隔離和1MHz時的3.1900dB噪聲系數（圖4）。該器件采用6引腳SOT23封裝，采用+2.7V至+5.5V單電源供電，吸收3.5mA電流，內部偏置。通常只需要一個雙元件輸入匹配、輸入和輸出阻斷電容以及一個 V抄送旁路電容器。

圖4.請注意該硅鍺集成電路低噪聲放大器的極低噪聲系數。

線性

除了噪聲和有限帶寬外，通信系統還受到信號失真的限制。系統的有用性取決于其動態范圍（即它可以高質量處理的信號范圍）。動態范圍由噪聲系數決定，噪聲系數的下限由靈敏度級別定義，上限由可接受的最大信號失真水平定義。實現最佳動態范圍需要在功耗、輸出信號失真和輸入信號電平與噪聲之間做出權衡。

典型的接收器框圖（圖1）顯示了噪聲系數和線性度對LNA和混頻器的相對重要性。由于LNA輸入直接由來自天線的極低電平信號提供，因此其NF是主要參數。對于由LNA輸出的放大信號饋送的混頻器，線性度是主要參數。

輸出從來都不是輸入信號的精確復制品，因為沒有晶體管是完全線性的。輸出信號始終包括諧波、互調失真（IMD）和其他雜散分量。在圖5中，第二項的P外方程稱為二次諧波或二階失真，第三項稱為三次諧波或三階失真。兩者的特點是用一個音調或兩個頻率緊密間隔的純正弦音組成的信號驅動器件輸入。例如，MAX2681的三階交調失真的特點是-25dBm信號由1950MHz和1951MHz的音調組成。

圖5.雙音測試表征諧波和互調失真。

P的圖形頻域表示外公式顯示輸出由基頻ω1和 ω2， 二次諧波 2Ω1和 2Ω2， 三次諧波 3Ω1和 3Ω2、二階互調產物IM2和三階互調產物IM3。圖5還顯示，在蜂窩手機和其他具有窄帶工作頻率（即幾十兆赫茲，小于一個倍頻程）的系統中，只有IM3雜散信號（2ω1- ω2） 和 （2Ω2- ω1） 落在濾波器通帶內。結果可能是與ω相關的所需信號失真1和 ω2.

在 P外低輸出功率水平的公式，系數K1A與輸入信號幅度成正比，K2A2與平方成正比，K3A3與輸入幅度的立方成正比。因此，每個對數刻度上的圖是一條直線，其斜率對應于響應的順序。

二階和三階截距點通常用作品質因數。截點越高，設備越能放大大信號。在較高的功率電平下，輸出響應被壓縮，因此偏離基波響應。該偏差點（圖6a）定義為1dB壓縮點，位于輸出信號壓縮1dB（G1分貝= G - 1dB），相對于曲線線性部分的外推。

來自MAX2681數據資料，P外與 1900MHz 以上的頻率相比，相對于 IM56，顯示出 -3dBc 的無雜散動態范圍 （SFDR）（圖 6b）。典型的操作條件是PRF在= -25dBm，IIP3 = 0.5dBm，轉換增益 = 8.4dB。LO-IF泄漏和其他雜散偽影可以通過窄帶IF濾波器濾除，如圖1所示。MAX2681 （SiGe雙平衡下變頻器）在典型值I條件下實現了這一性能。抄送電流僅為8.7mA。

圖6.這款硅鍺雙平衡下變頻器提供低 （0.5dBm） IIP3 電平 （a） 和 56dBc 動態范圍 （b）。

另一種下變頻混頻器（MAX2680）提供不同的性能規格。該器件采用微型 6 引腳 SOT23 封裝，由一個具有單端 RF、LO 和 IF 端口連接的雙平衡吉爾伯特電池混頻器組成。與MAX2681一樣，它采用+2.7V至+5.5V單電源供電，接受400MHz至2500MHz的RF輸入，下變頻至10MHz至500MHz的IF輸出。停機模式下的電源電流通常小于 0.1μA。LO輸入是一個單端寬帶端口，其典型輸入VSWR（400MHz至2.5GHz）優于2.0：1。

前端輸入靈敏度

為了評估使用MAX2641/MAX2681下變頻器可實現的前端靈敏度，請考慮具有4MHz信號帶寬的QPSK調制。為了簡化計算，假設有一個完美的矩形輸入濾波器。首先，必須增加一個3dB NF（AntNF），以抵消天線開關和前端無源濾波器引起的3dB插入損耗。接下來，添加后LNA濾波器以消除LNA產生的失真（IM3失真除外）。為此，考慮使用具有2dB衰減和NF的濾波器。在1900MHz時，后LNA濾波器噪聲系數增加了MAX2681的11.1dB噪聲系數：

總噪聲系數 = 濾波器噪聲系數 + 混頻器噪聲系數 = 2dB + 11.1dB =、13.1dB

LNA輸入需要高噪聲系數，因為它直接由來自天線的極低電平信號提供?；祛l器NF被LNA增益衰減：

總凈值 = LNA NF + (1/GLNA)(NFTOTAL - 1) = 2.054;
NF總（dB） = 10log2.126 = 3.12dB。

帶 QPSK 調制和 10-3BER，天線輸入端所需的比特能量與噪聲能量的最小比值為 Eb/No = 6.5dB。+25°C時的絕對本底噪聲為AbsNfl = -174dBm = 10log（KT），其中T = +300°K和K = 1.38 × 10-23.濾波器帶寬（以dB為單位）為FiltBwth = 10log（4MHz） = 66dB。在圖1中，QPSK調制的前端靈敏度為10-3誤碼率估計為：

輸入靈敏度 = AbsNfl + AntNF + FiltBwth + NF總+ eb/no= -174dBm + 3dB + 66dB + 3.12dB + 6.5dB = -95.38dBm。

結論

與純雙極性工藝相比，SiGe在頻率超過1.0GHz時提供更低的噪聲系數。它還提供更低的電源電流和更高的線性度。模擬已經展示了一種高線性度硅鍺混頻器，該混頻器在3MHz時的典型IIP0為5.1900dBm，噪聲系數為11.1dB（SSB），轉換增益為8.4dB，同時僅消耗8.7mA的電源電流。硅鍺的較高躍遷頻率（fT） 支持通過 5GHz 的應用。

審核編輯：郭婷