本應用筆記詳細介紹了二階交調(diào)截點（IP2）和2x2雜散響應的定義，這些參數(shù)常見于混頻器等RF相關元件數(shù)據(jù)手冊中。通讀本應用筆記將使用戶能夠?qū)P2轉(zhuǎn)換為相應的2x2雜散響應值，反之亦然。

當混頻器數(shù)據(jù)手冊在其交流電氣特性表中提供二階響應信息時，它們將參考二階交調(diào)截點（IP2）性能或2x2雜散抑制性能。本應用筆記旨在說明這兩個參數(shù)之間的關系及其對接收器設計的適用性。本文舉例演示了用于UMTS WCDMA系統(tǒng)的模擬MAX2有源混頻器的IP2和2x2關系。

混頻器諧波

在接收電路中，混頻器將高輸入射頻（RF）轉(zhuǎn)換為較低的中頻（IF）。此過程稱為下變頻，利用混頻器的RF輸入和本振輸入（LO）之間的差項進行低側(cè)注入（LO頻率

fIF= ±fRF± fLO

其中 f如果是混頻器輸出端口的中頻，f射頻是施加到混頻器的射頻輸入端口的任何射頻信號，并且 f瞧是施加到混頻器LO輸入端口的本地振蕩器信號。

理想情況下，混頻器輸出信號的幅度和相位與輸入信號的幅度和相位成正比，與LO信號特性無關。（請注意，這與乘法器相反，在乘法器中，輸入幅度和相位關系在器件輸出端不保留。根據(jù)這一假設，混頻器的幅度響應對于RF輸入是線性的，并且與LO輸入無關。

然而，混頻器的非線性會產(chǎn)生不需要的混頻產(chǎn)物，稱為雜散響應，這是由于不需要的信號到達混頻器的RF輸入端口并在IF頻率下產(chǎn)生響應引起的。到達RF輸入端口的信號不一定必須落入所需的RF頻段才會很麻煩。其中許多信號的功率電平足夠高，以至于混頻器前面的RF濾波器無法提供足夠的靈敏度來防止它們引起額外的雜散響應。當它們干擾所需的IF頻率時，混頻機制可以描述為：

fIF= ±m(xù) fRF±n fLO

請注意，m和n是RF和LO頻率的整數(shù)諧波，它們混合以產(chǎn)生許多雜散產(chǎn)物的組合。實際上，這些雜散分量的振幅隨著m或n值的增加而減小。

知道所需的RF頻率范圍后，使用頻率規(guī)劃來仔細選擇IF和產(chǎn)生的LO頻率選擇，以盡可能避免雜散混頻產(chǎn)物。濾波器用于抑制可能導致帶內(nèi)IF響應的帶外RF信號。混頻器之后的IF濾波器靈敏度被指定為僅通過所需的頻率，從而在最終檢波器之前濾除雜散響應信號。IF頻帶內(nèi)出現(xiàn)的雜散響應不會被IF濾波器衰減。

許多類型的平衡混頻器抑制某些雜散響應，其中m或n為偶數(shù)。理想的雙平衡混頻器可抑制m或n（或兩者）為偶數(shù)的所有響應。IF、RF和LO端口在所有雙平衡混頻器中相互隔離。因此，使用設計合理的巴倫，這些混頻器可以具有重疊的RF、IF和LO頻段。

半中頻雜散頻率定位

本應用筆記研究了特別麻煩的二階雜散響應，稱為半中頻（2/1 IF）雜散響應，該雜散響應針對低邊注入的混頻器指數(shù)（m = 2， n = -2）和高端注入的混頻器指數(shù)（m = -2， n = 2）定義。對于低側(cè)注入，產(chǎn)生半中頻雜散響應的輸入頻率位于所需RF頻率以下，數(shù)量為f如果從所需的RF輸入頻率/2（見圖1）。所需的RF頻率由1950MHz表示，結(jié)合LO頻率1750MHz，所得IF頻率為200MHz。在本例中，1850MHz處的無用信號在200MHz處產(chǎn)生半IF雜散產(chǎn)物。對于高端注入，產(chǎn)生半中頻雜散響應的輸入頻率位于上方（乘以f如果/2） 所需的射頻。

圖1所示的半IF雜散響應場景假設在UMTS WCDMA接收器中使用低側(cè)注入（m = 2，n = -2）。雖然WCDMA RF和IF載波占用3.84MHz帶寬，但它表示為表示中心載波頻率的單個頻率。

圖1.所需頻率的位置射頻， f瞧， f如果和不需要的 f半中頻.

假設：

fRF = 1950MHz

fLO = 1750MHz

fIF = 200MHz

Calculate fHalf-IF = fRF – fIF/2 = 1850

檢查：

2 × fHalf-IF – 2 × fLO =
2 × (fRF - fIF/2) - 2 × (fRF - fIF) =
2 × fRF – 2 × fIF/2 - 2 × fRF + 2 × fIF = fIF

結(jié)果：

2 × 1850MHz – 2 × 1750MHz = 200MHz

接收器 IP2

抑制量稱為2x2雜散響應，可通過混頻器的IP2進行預測。當指定混頻器的IP2或2x2性能時，假設只有基波RF和LO頻率施加到混頻器端口，并且諧波失真僅在混頻器中產(chǎn)生。混頻器前方RF路徑中使用的鏡像抑制濾波器可衰減任何放大器諧波。LO路徑中的噪聲濾波器衰減由LO注入源引起的諧波。高電平輸入信號會產(chǎn)生失真或互調(diào)產(chǎn)物，可以通過計算輸入或輸出的截點來量化1的設備或系統(tǒng)。輸入截點表示一個假設的輸入幅度，在該幅度下，所需信號分量和不需要分量的幅度相等。對于混頻器LO功率保持恒定的情況，交調(diào)截點或失真積的階數(shù)僅由RF乘法器決定，而不由LO乘法器決定，因為RF信號的變化僅是問題。階數(shù)是指失真產(chǎn)物的幅度隨著輸入電平的升高而增加的速度。例如，當輸入信號升高2dB時，二階互調(diào)（IM）乘積的幅度將增加2dB。

半中頻雜散功率電平

MAX9993數(shù)據(jù)資料的交流電氣特性表如下：

1850MHz時的RF雜散電平設置為–5dBm。

1750MHz時的LO電平設置為+6dBm。

測量典型的 2RF – 2LO 雜散響應，等于低于 RF 載波電平 70dB，因此以 dBc 為單位。

70dBc值稱為互調(diào)比（IMR）。

請注意，圖2中的信號電平是指計算輸入IP2或IIP2性能的混頻器的輸入。

圖2.折合混頻器輸入IIP2的信號的二階截點計算。

如此卓越的 2x2 性能水平可帶來以下結(jié)果：

IIP2 = 2 × IMR + PSPUR = IMR + PRF
IIP2 = 2 × 70dBc + (-75dBm) = 70dBc + (-5dBm)
IIP2 = +65dBm

同樣，Analog 的 MAX9982 900MHz 有源混頻器在類似條件下提供相當于 2dBc 的典型 2RF – 65LO 雜散響應，從而產(chǎn)生：

IIP2 = 2 × IMR + PSPUR = IMR + PRF
IIP2 = 2 × 65dBc + (-70dBm) = 65dBc + (-5dBm)
IIP2 = +60dBm

UMTS WCDMA 示例

在UMTS WCDMA 2G設計中使用MAX2數(shù)據(jù)資料中的9993x3值，計算出等效IIP2性能為+ 65dBm（如上圖2所示）。假設UMTS WCDMA蜂窩系統(tǒng)與DCS1800蜂窩系統(tǒng)位于同一位置，產(chǎn)生的帶外CW阻斷電平為+16dBm（如3GPP2標準中所述）。對于UMTS WCDMA接收器，在天線端子上計算的近似IIP2值為+128dBm。圖3為簡化的接收器前端框圖，其中描述了通過第一混頻器的每個級的級增益、二階交調(diào)截點和半中頻靈敏度。

圖3.IIP2示例的簡化框圖。

級聯(lián)IIP2的整體性能由級增益、半中頻頻率下的濾波器靈敏度以及混頻器2x2或IIP2性能共同決定。級聯(lián)的IIP2會因產(chǎn)品線中前面的功率增益值而降級（dB表示dB）。可以在混頻器前面增加RF靈敏度，以提供額外的雜散抑制。在天線上計算的等效截點提高了半中頻靈敏度（以dB為單位）的兩倍，因為二次諧波失真分量的幅度以所需通道信號的兩倍速率增加。在天線上計算的 IIP2 為：

IIP2Cascade = IIP2Mixer – Gain + 2 × Sensitivity = +128dBm
IIP2Cascade = 65 – (-2 +25 –2) + 2 × (30 +12) = +128dBm

很明顯，MAX2的IIP9993高性能降低了濾波器靈敏度要求，滿足半中頻雜散響應。例如，如果混頻器IIP2從+65dBm降低到+45dBm，級聯(lián)濾波器靈敏度必須增加10dB。

結(jié)論

通讀本應用筆記后，應該能夠?qū)⒒祛l器的2x2雜散響應值轉(zhuǎn)換為相應的IIP2值，反之亦然。對這種二階關系的理解水平使RF工程師能夠確定所需應用的適當混頻器性能水平。MAX2 9993GHz混頻器和MAX2 9982MHz混頻器提供優(yōu)異的900x2 （IP2）性能，從而降低濾波器要求，非常適合高性能無線系統(tǒng)。

審核編輯：郭婷