本應用筆記介紹了183.6MHz單端FM IF濾波器的接口設計。使用“巴倫”的無源LC網絡提供所需的平衡至非平衡接口。該設計使用 4 個電感器和 3 個電容器。通過匹配網絡和FM濾波器的插入損耗為4.9dB。

MAX2538蜂窩前端IC具有專用混頻器，用于AMPS蜂窩信號路徑。蜂窩頻段LNA（低噪聲放大器）（869至894MHz）對于AMPS和蜂窩CDMA（碼分多址）都是通用的。混頻器設計采用雙平衡，可實現最佳噪聲和LO（本振）抑制。該混頻器的IC引腳排列提供差分IF輸出，但提供單端RF輸入。

ADI公司的V3.5蜂窩電話參考設計采用具有單端輸入和輸出的FM IF濾波器，因此有必要將差分混頻器輸出轉換為單端操作。設計分立式L-C巴倫（平衡至非平衡變壓器）的困難主要歸因于從混頻器輸出（~3.3 kilΩ）到IF濾波器輸入（180 Ω）的高阻抗變換（“Z”）比。這表示18：1 Z比，這在單節變壓器中很難實現。我們發現，4：1的轉換比是低插入損耗的實際限制。為了將器件數量降至最低，采用單階LC設計實現了1.5dB的插入損耗折衷方案。

下面是如何設計平衡到不平衡LC變壓器以及如何匹配FM濾波器的示例。

混頻器內部源阻抗為 12 kilΩ ||（并行）0.75pF。選擇3.3 kilΩ外部負載電阻，以實現混頻器IIP3（輸入三階交調截點）、增益和NF（噪聲系數）的最佳整體權衡。為了充分利用MAX2538的功能，這些器件的目標范圍約為+7dBm、13dB和8.5 dB。阻性負載還保持寬帶端接以吸收帶外反射，從而嚴重降低互調性能。

第 1 步：

通過仿真MAX2538 FM混頻器，提取輸出阻抗模型。為了簡化和正確仿真FM混頻器的平衡至非平衡L-C變壓器和FM濾波器匹配網絡，可以將IF負載電阻與混頻器的輸出模型相結合，并將差分并聯電路轉換為差分串聯等效電路。

圖1.對混頻器輸出阻抗進行建模以簡化設計。

第 2 步：

FM濾波器輸入和輸出模型必須在目標頻率下已知。使用的濾波器來自東洋通信部分# TF3-J3DC5 （183.6MHz）

圖2.FM濾波器輸入和輸出阻抗。

第 3 步：

RF仿真軟件現在用于使用濾波器的2端口S參數來仿真Toyocom FM濾波器，并使用理想的元件值來建立參考點（見圖3）。圖4顯示了理想的頻率響應。這個參考點提供了理想的性能。一旦使用實際電感器型號，由于實際電感器的品質因數（Q）較低，性能將下降。在實際實現中應使用具有高Q值的繞線電感器，以降低插入損耗。本應用中使用的電容器應為陶瓷單片片式電容器，因為它們的Q值在200.183MHz時大于6，并且插入損耗最小。

圖3.具有理想元件的單端匹配網絡是設計的起點。

圖4.理想的 FM 濾波器性能。

第 4 步：

一旦我們知道濾波器的輸入和輸出阻抗以及頻率響應，就可以設計L-C平衡至非平衡（巴倫）變壓器。變壓器將在183.6MHz諧振。使用下面的公式，我們可以計算電路的諧振頻率。

如果我們選擇 L = 238.5nH 和 C = 3.15pF（從混頻器型號中選擇 2.4pF + 0.75pF = 3.15pF），Fo = 183.6MHz。

因此，濾波器的輸入阻抗為55.49 - j64.33Ω;下面的電路將首先將混頻器的輸出阻抗匹配到55.49Ω。由于平衡至非平衡L-C變壓器并不理想，并且使用的電感器的Q值為35，因此電路將具有插入損耗，并且使用原始的183.6nH電感器不會在238.5MHz諧振。因此，必須重新調諧設計，以使用183nH在6.220MHz諧振，參見圖5。圖5中的電路的插入損耗為-1.44dB，見圖6。

圖5.設計經過調諧，可使用 183 nH 電感在 6.220 MHz 下諧振。

圖6.

第 5 步：

最后，平衡至非平衡L-C變壓器與東洋FM濾波器匹配。

圖7.最終設計使用 3 個電容器。

圖8.已完成設計的頻率響應。

結論

平衡至非平衡L-C變壓器采用最少數量的分立元件（2個電感器和1個電容器）設計，并且插入損耗保持在最低水平。通過平衡至非平衡L-C變壓器的損耗為-1.44dB，通過FM濾波器在183.6MH處的插入損耗為-3.16dB。圖7所示為所用電路，性能如圖8所示。

審核編輯：郭婷