開發過程中出現過模塊在空載時輸出電壓無法穩壓的現象，當時經過測試和分析，發現空載時變壓器在每一個開關周期都存在兩次短時間的能量傳遞，此部分能量會導致模塊輸出電壓飄升直至輸出過壓。

切換死區后，環路計算出的占空比為0時的發波方式（圖2）

在阮新波的《三電平直接變換器及其軟開關技術》一書中對帶載時的工作模態有很詳細的分析，但對空載時的工作模態沒有提及。實際上，由于空載時諧振電感沒有電流，無法在MOS管關斷時提供前（后）橋之間交換電荷的能量，因此在空載時工作模態和帶載時存在著很大的不同。下面通過分析模塊在切換死區后變壓器的傳能過程（t1-t4，見圖2），來尋找產生此問題的根本原因。模塊采用的三電平半橋拓撲如圖3所示，為了分析方便，已經將位號進行了標注。

采用的三電平半橋拓撲（圖3）

當環路計算結果為0時，DSP發出的驅動如圖2所示，傳能過程發生在t1到t4這段時間，下面就來分析這段時間模塊的工作狀態。t1之前的初始狀態：Q1，Q3關斷，Q2，Q4導通，Q1,Q2,Q3,Q4這4個MOS管的結電容分別為C1，C2，C3，C4，PFC母線電壓為Vin，Vc95=Vc96=Vc1=Vc3=Vin/2，Vc2=Vc4=0V。

（1） t1—t2：t1時刻，Q2關斷。由于此時諧振電感L1并沒有電流，后橋的電荷無法交換。

（2） t2—t3：t2時刻，Q4關斷。由于此時諧振電感L1并沒有電流，前橋的電荷也無法交換。

（3） t3—t4：t3時刻，Q1導通，Q1兩端的電容C1通過Q1本體放電，Vc1會很快下降到0V。這導致了整個電路的平衡被打破，會出現以下過程：

1） Q4結電容充電過程。母線電壓會通過Q1和飛跨電容C93給C4充電，直到Vc4=Vin/2，電流方向如下圖所示。

Q4結電容充電過程（不傳能）

2）Q2結電容充電過程。隨著Q1結電容通過本體放電，C96（Q1，Q2回路的電壓源）的電壓加在了變壓器的兩端，并會有電流流過Q1，C2和T1，直到Vc2= Vin/2。這個過程變壓器兩段存在高壓和電流，從而導致變壓器向副邊傳遞能量。Q1開通時刻對應著VAB上升時刻；原邊電流上升時刻對應著VAB下降時刻，如圖4所示。

Q2結電容充電過程（傳能過程1）

傳能過程1的相關波形（圖4）

3） 由于飛跨電容C93和C2，C3并聯，C2電壓的上升會導致C3電壓的下降，即Q3結電容的電荷會通過下面的回路全部釋放，這個過程和傳能過程1同時進行，電流的方向和傳能過程1也相同，因此也會導致變壓器向副邊傳遞能量。

Q3結電容放電過程（傳能過程2）

（4） t4之后：t4時刻，Q3開通，由于在t3-t4的傳能過程中，諧振電感和隔直電容上存儲了一定的能量，此能量會在下圖所示的回路中自由震蕩，變壓器的電流方向也會正負交替。在振蕩過程中，如果變壓器副邊的電壓大于輸出電壓，則傳能，如小于輸出電壓則不傳能。

振蕩的回路（可能傳能）

t4之后的振蕩波形

以上分析的是空載切換死區后t1-t4的工作狀態。如不切死區，變壓器仍然會傳遞能量：Q2和Q4同時關斷，諧振電感沒有能量，前橋和后橋的電荷不會進行交換。當Q1和Q3同時開通時，C1和C3的能量通過MOS本體放電后，傳能過程1仍然存在。因此，無論空載時切不切后橋死區，變壓器向副邊傳能都是無法避免的。

在空載時無法穩壓問題的根本原因總結如下： 對于三電平半橋拓撲，如果采用移相控制，空載時變壓器向副邊傳能的現象是必然存在（無論是否在空載時切死區），傳遞的能量就會導致模塊輸出無法穩壓的問題。能量傳遞的大小與輸入電壓和后橋結電容的大小正相關：輸入電壓越高，PFC母線電壓越高，傳能時變壓器兩端的電壓就越大，傳能越多；后橋的結電容越大，給結電容充到Vin/2所需要的電流就越多，這個電流會全部通過變壓器，造成傳能越多。

此問題的解決方案有以下幾個思路：

（1）在DCDC的輸出側增加電阻型死負載。通過死負載將這部分能量消耗掉，以實現空載時的穩壓。但為了不影響額定負載時的效率，一般需要增加MOS管進行切換控制。

（2）輔助電源增加從輸出取電的功能。此時輔助電源相當于模塊的死負載，一直加在模塊的輸出端。從目前來看，一次電源的模塊一般都具有此功能（交流斷電后模塊能夠和監控保持通訊）；而電力電源的模塊沒有此功能。

（3）將移相控制改為PWM控制。在空載時，可以將一對橋臂完全關死，MOS管結電容上的電荷不會發生轉移，變壓器也沒有電流流通的回路。但PWM驅動方案的成本比較高（必須采用隔離光耦）。