概述

DS1875具有脈寬調制（PWM）發生器，可用于控制DC-DC轉換器。在典型應用中，PWM控制器用于升壓轉換器，為雪崩光電二極管（APD）產生偏置電壓。DS1875中的PWM控制器可以工作在連續或不連續導通模式。為了產生APD所需的高偏置電壓，DC-DC轉換器必須在不連續模式下工作。圖1所示為使用DS1875 PWM控制器的簡單升壓轉換器。

本應用筆記描述了DS1875升壓轉換器的工作原理。本文介紹如何選擇電感和開關頻率，然后選擇可提高轉換器效率的元件。

圖1.使用DS1875 PWM控制器的DC-DC轉換器示意圖請注意，本應用筆記的R1和C3設置為0。請參考DS1875數據資料，了解選擇這些濾波器元件的信息。

升壓轉換器操作

DS1875在SW引腳上提供PWM信號，用于驅動DC-DC轉換器。在每個SW期間，升壓轉換器具有充電階段和放電階段。圖2顯示了充電和放電階段的電感電流和電感電壓。

當晶體管Q1導通時，充電階段發生，將輸入電壓VIN置于電感L1兩端。二極管D1防止電容器C2通過Q1放電至地。由于輸入電壓為直流，電感電流呈線性上升，如圖2所示。電感電流的公式由下式給出：

充電階段存儲在電感中的能量由下式給出：

IPK是電感中流動的峰值電流。該電流發生在充電階段結束時。使用公式1，該峰值電流可以計算為：

其中D和T是開關頻率的占空比（%）和時間段。公式3可以代入公式2，給出充電階段存儲在電感中的能量：

放電階段在Q1關斷時開始。在放電階段，存儲在電感中的能量被傳遞到輸出端。這種能量之所以被轉移，是因為即使在Q1關斷后，電感電流仍繼續流動。電流現在流過二極管D1流向輸出電容C2。為了使電感電流流入二極管，VL處的電壓需要大于VOUT處的電壓。

圖2顯示了當電感電流開始流過二極管時VL處的電壓出現大尖峰。現在電感兩端有一個大的負電壓，通過電感的電流斜率反轉。由于電感兩端的電壓很大，電感中的電流將迅速降至零。一旦電感中存儲的所有能量都注入輸出，電感電流就會降至零。由于沒有更多的電流來維持VL電壓，因此該節點回落到輸入電壓VIN。放電階段的電感電流由下式給出：

圖2.電感電流和電壓。

DC-DC 轉換器的效率

DC-DC轉換器中有許多損耗源會降低系統的效率。這些損耗可分為兩大類：峰值電感電流引起的效率損耗;以及電路每次從充電階段切換到放電階段時發生的開關損耗。我們將依次討論每種類型的損失。

電感電流引起的效率損失主要有三個來源。兩個最重要的源極是晶體管導通時的漏源電阻和電感的直流電阻。這兩種動作都會增加與電感串聯的電阻。這些電阻消耗輸入功率，并在充電階段降低電感兩端的電壓。當電感器通過二極管放電時，也會發生與電感電流成比例的功率損耗。

開關損耗發生在DC-DC轉換器的每個周期內。最明顯的開關損耗是由電路中的寄生電容引起的。每次電感通過二極管放電時，二極管陽極處的節點都需要充電至大于V外.該節點還具有晶體管的漏源電容和陽極電容，兩者都需要在二極管導通開始之前充電。

還有其他開關損耗來源。開關損耗發生在每個充電周期開始時，此時晶體管的柵極電容需要在晶體管導通之前充電。電感中的磁芯損耗是能量損耗的另一個來源。隨著開關頻率的增加，電感中的磁芯損耗也會增加。這些損耗的大小取決于電感磁芯材料和尺寸。開關損耗也發生在二極管的反向恢復時間內。在此期間，允許存儲在輸出端的電荷流過電感器。

將效率損失降至最低

正確的元件選擇和PCB布局對產生的寄生損耗有顯著影響。系統的運行也可以通過兩種不同的方式來管理，以提高效率。第一種方法是減小電感電流，從而降低電感和晶體管的電阻損耗。第二種方法是減少系統的切換周期。

通過增加電感器的尺寸和系統工作的占空比，可以降低DC-DC轉換器中的電感電流。只要電感存儲相同量的能量，然后在每個時間段注入輸出，就可以改變占空比和電感尺寸。圖3顯示了三個電感器（分別為1、2和4亨利），每個電感施加1V，充電直到它們存儲2焦耳的能量。4H 電感器充電到相同的 1 焦耳存儲能量水平所需的時間是 2H 電感器的兩倍，占空比是 <>H 電感器的兩倍或占空比的兩倍。

圖4顯示了這三個電感充電時流經的電流。可以看出，1H電感需要2A的電流，而4H電感只需要1A的電流。這說明了選擇更大的電感和增加DC-DC轉換器的占空比如何降低電感電流。

圖3.存儲的電感能量。

圖4.電感電流。

每次電路切換時，轉換器中的開關損耗都會發生。這些損耗與電感電流無關，與開關周期成正比。因此，使用最長的開關周期是有利的，以便系統正常運行。但是，較長的開關周期需要更大的電感值。增加電感值會增加電感器的直流電阻，并且可能需要使用物理上也更大的電感。

圖5所示為采用DS1875PWM控制器的DC-DC轉換器的效率與負載電流的關系。該圖顯示，增加電感會增加占空比，從而提高效率。它還表明，由于開關損耗降低，較長的時間段導致更高的效率。此示例轉換器使用 BSSS123 n 溝道 FET 和 1N4148 二極管。表1顯示了所用兩個電感的參數。

圖5.DC-DC 轉換器的效率從 76.3V 產生 3V。

電感器、占空比和時間段的選擇

設置升壓轉換器的第一步是確定所需的輸出電壓和負載所需的最大電流。升壓轉換器的可用能量需要大于所需的輸出能量和電路中的所有組合損耗。轉換器效率由η表示。在計算電路元件和設置時，0.4至0.75的效率是一個合適的起點。每個時間段所需的總能量為：

將輸入能量（公式4）和輸出能量（公式6）相等，然后將兩邊除以T，得到系統中能量相等的方程：

希望DC-DC轉換器的工作盡可能接近最大占空比。DS1875的最大占空比為90%。使用DS1875正確設置的DC-DC轉換器系統的占空比應在80%至85%之間。這將盡可能降低電感電流，但如果效率低于預期，仍會留下額外的占空比裕量。

時間段應盡可能長，以減少開關損耗。DS1875提供四種不同的開關頻率可供選擇：131.25kHz、262.5kHz、525kHz和1050kHz。在為 DC-DC 轉換器選擇工作頻率和電感時，必須考慮較長開關周期和較大電感值之間的權衡。

典型 DC-DC 轉換器的計算示例

以下是使用系統要求和初始假設進行計算，以確定特定應用所需的電感器。

使用公式8中的公式，計算出17.5μH的電感值。選擇15μH的標準值。表2給出了使用DS1875作為PWM控制器的其他常見DC-DC轉換器配置。下表顯示了計算出的電感和所選的開關頻率。該表是使用50%的效率和80%的目標占空比計算的。

二極管選擇

在為 DC-DC 轉換器應用選擇二極管時，必須考慮四個參數。首先，二極管的反向擊穿電壓必須大于轉換器輸出端的電壓。其次，二極管必須能夠在電感器推動通過二極管的正向電流下工作。在DC-DC轉換器中，此電流（IPK） 可以是幾百毫安。第三，為了盡量減少二極管導通時的功率損耗，正向電壓應盡可能小。一些應用甚至可能使用肖特基二極管，因為它們具有低得多的正向電壓。最后，選擇反向恢復時間短的二極管將限制二極管從導通級切換到非導通級時損失回輸入端的輸出電荷。

電感器選擇

在為DC-DC轉換器選擇電感時，應考慮三個參數。首先，最關鍵的參數是電感的飽和電流。如果電感的飽和電流小于轉換器所需的峰值電流，則轉換器將無法提供必要的輸出功率。其次，設計人員必須考慮電感的直流電阻。最后，應考慮電感的物理尺寸。為了降低直流電阻，如果電感的物理尺寸不大，則可以考慮采用較大封裝的電感器。

電感器的最終選擇將取決于DC-DC轉換器的關鍵要求。

晶體管選擇

所選晶體管必須能夠承受電感通過二極管放電時產生的漏源電壓。晶體管的額定漏極電流需要大于峰值電感電流。為了最大限度地降低開關損耗，最佳晶體管還應具有低柵極-源極和漏源-源極電容。

紋波濾波器選擇

由R1和C3組成的濾波器可用于紋波抑制。DS1875數據資料描述了如何選擇這些元件。R1的選擇會對系統效率產生重大影響。根據所選擇的R1值，當APD吸收高電流時，R1可能會消耗大量功率。

印刷電路板布局

正確的PCB布局可以降低DC-DC轉換器開關節點處的電容。減小電容可降低開關損耗，從而提高效率。適當的布局還可以降低DC-DC轉換器產生的開關噪聲。以下應用筆記更詳細地討論了DC-DC轉換器的布局。

審核編輯：郭婷