目前，在電力系統自動化領域、新能源電動汽車領域以及高壓儲能領域，經常需要采樣、檢測高壓直流母線電壓，一般直流高壓可能達到100Vdc～1000Vdc，結合電路成本和采樣精度，我們設計人員就需要選擇合適的采樣電路方案。昨天，我講解了一種采用電阻分壓法來檢測高壓直流母線電壓的方法，這種方法具有電路結構簡單、成本低的優勢，但在實際應用中卻也存在一定的缺陷(詳見上一篇文章)。今天，我再講解另外一種高壓直流母線電壓的采樣電路，它可以做到強電和弱電完全隔離、絕緣，降低高壓部分對低壓部分的電磁干擾，能夠極大提高高壓直流母線電壓采樣精度，詳細電路原理如圖1所示。

圖1 采用線性光電耦合器HCNR200實現高壓直流母線電壓的精確采樣

信號隔離的方法一般分為磁耦隔離和光耦隔離，光耦隔離使用光電耦合器件，把發光器件和光敏器件組裝在一起，以光為媒介，實現輸入和輸出之間的電氣隔離。光耦隔離是一種簡單有效的隔離技術，切斷了“地”干擾的傳播途徑，有效地抑制了尖峰脈沖和各種噪聲干擾。HCNR200屬于電流型光耦隔離器件，與普通非線性光耦不同，它具有更高的線性度，更高的精度和穩定性。

圖1所示高壓直流母線電壓檢測電路由運放U1～U3、線性光電耦合器U4、電阻R1～R10、電容C1～C7以及TVS管VD1組成，Vbus+和Vbus-分別為高壓直流母線正極和負極，Vout+和Vout-分別為電壓檢測電路輸出正、負極，Vout+/Vout-可以直接接入A/D轉換器或CPU的A/D管腳進行運算處理。

線性光電耦合器HCNR200(廠家：AVAGO)內部結構如圖2所示，它由發光二極管D1、反饋光電二極管D2和輸出光電二極管D3組成，其工作原理為：當驅動電流IF通過發光二極管D1時，D1發出紅外光(伺服光通量)，該光分別照射在D2、D3上，反饋光電二極管D2吸收D1的一部分光通量，從而產生控制電流IPD1，該電流用來調節IF以補償D1的非線性和漂移特性。同時，輸出光電二極管D3產生的輸出電流IPD2與D1發出的伺服光通量成線性比例。由芯片規格書可知，輸入光敏二極管電流傳輸比K1 = IPD1 / IF = 0.5%(典型值)，傳輸增益K3 = IPD2 / IPD1 = 1(典型值)。

圖2 線性光電耦合器HCNR200內部結構示意圖

詳細工作原理分析：電阻R1～R7、運放U1、線性光電耦合器U4中的D1、D2以及電容C1、C2共同構成輸入電壓電流轉換電路，電阻R1～R6的作用是將輸入的高壓直流母線電壓轉換為輸入電流，采用多個電阻進行串并聯是為了增大電氣安全距離以及電阻耐受功率，電容C2可以防止電路產生振蕩，濾除電路中的毛刺，R7為發光二極管D1的限流電阻，C1為電源濾波電容。

根據理想運放“虛短”和“虛斷”的概念，有關系式：VU1- = VU1+ = 0，IU1-=0，因此流經電阻R1～R6的電流會直接流向線性光電耦合器U4中的反饋光電二極管D2，即IPD1=[(Vbus+) - (Vbus-)] / (R1//R2 + R3//R4 + R5//R6);IPD1反過來調節運放U1輸出及驅動電流IF，使VU1-維持在參考電壓0V，運放U1及其周邊器件實質上構成了一個電流并聯負反饋電路。

電阻R8～R10、運放U2～U3、線性光電耦合器U4中的D3以及電容C3～C7共同構成輸出電流電壓轉換電路，因為輸出光電二極管D3受到發光二極管D1的光照，輸出電流IPD2也跟著穩定線性變化，運放U2和電阻R8組成電流電壓轉換器，將D3電流IPD2轉換成電壓VU2OUT,且VU2OUT = R8 * IPD2;電容C3與電阻R8并聯構成低通濾波器，以濾除線性光電耦合器U4產生的高頻噪聲;運放U3構成射極跟隨器，用來提高檢測電路的輸出帶載能力，隔離前級輸出電路和后級處理電路，最終達到提升電壓采樣精度的目的;電阻R9、電容C5以及電阻R10、電容C7為傳輸線路上的濾波電路，用于濾除高頻噪聲和干擾;VD1是TVS管，用于后端芯片的過電壓保護。

因此，圖1所示電路輸出電壓和輸入電壓之間的轉換關系為：[(Vout+) - (Vout-)]=VU2OUT = R8 * IPD2=R8 * IPD1 = R8 * [(Vbus+) - (Vbus-)] / (R1//R2 + R3//R4 + R5//R6);把這個數學表達關系通過反推并轉換為程序語言，便可計算出輸入端的直流高壓。

輸入電壓電流轉換電路與輸出電流電壓轉換電路，即線性光電耦合器U4兩邊供電電源電氣隔離，分開不共地，以達到強電和弱電完全隔離絕緣，減小高壓部分對低壓部分的電磁干擾，另外，為了提高信號分辨率和抗干擾能力，兩邊供電均采取12Vdc電源。

圖1直流母線電壓檢測電路所有電子元器件的參數如表1所示，為了提高電壓采樣精度，部分關鍵電子元器件的參數計算如下(*非常重要*)：

(1)確定最大驅動電流IF值：HCNR200規格書中給出的輸入光敏二極管電流傳輸比K1= IPD1/IF = 0.5%(典型值)，傳輸增益K3 = IPD2 / IPD1 = 1(典型值)，而測試IPD2、IPD1的電流范圍是5nA～50uA，如圖3所示;顯然在這個區間內，IPD2和IPD1是高度一致的，該區間段對應的IF = 1uA～10mA，所以取最大的IF為10mA;

圖3 線性光電耦合器HCNR200規格書中主要參數(a)

(2)電阻R1～R6計算：如前所述，IPD1能取的最大值為50uA，這也就是被測輸入電壓最大時的IPD1，電動汽車高壓直流母線最高電壓一般不超過750Vdc，所以R1～R6總電阻R1-6的計算公式為：R1-6≥750Vdc/50uA=15MΩ，因此R1～R6選取相同規格電阻，阻值/功率/精度為10MΩ/1W/1%;

(3)電阻R7計算：HCNR200規格書中給出的LED正向壓降VF=1.6Vdc(典型值，如圖4所示)，當運放U1輸出電壓為0V時，IF取最大值10mA，所以R7的計算公式為：R7≥(12Vdc-1.6Vdc)/10mA=1.04KΩ，因此R7阻值/功率/精度選用1KΩ/0.25W/5%;

圖4 線性光電耦合器HCNR200規格書中主要參數(b)

(4)電阻R8計算：因為Vout+/Vout-會直接接入A/D轉換器或CPU的A/D管腳進行運算處理，假如后端選擇CPU型號為：STM32F107VCT6，其內部ADC基準電平VREF擬定為3.3Vdc，為了使檢測電路輸出不越限，應控制VU2OUT ≤3.3Vdc，即R8≤3.3Vdc / IPD2 = 3.3Vdc / 50uA = 66 KΩ，因此R8阻值/功率/精度選用64.9KΩ/0.1W/1%;

(5)運放U1～U3：如果輸入直流母線電壓較低，經過電流傳輸、光電感應和電流電壓變換后，最后的輸出電壓幅度可能會比較小，在運放端甚至會出現截止失真(下限截止)，同時，運放的失調電壓、偏置電流對電壓采樣精度也有很大影響，因此，選擇運放型號為：OPA2171AIDR，該運放屬于高精度型，輸入失調電壓典型值為0.25mV，輸入偏置電流小于15pA，基本可以滿足采樣精度的要求。

表1 本文提出的直流母線電壓檢測電路所有電子元器件參數規格表

利用圖1電路及表1參數設計的高壓直流母線電壓檢測電路，通過高壓直流電源模擬輸入，實測0～500Vdc電壓范圍的采樣精度如表2所示，可見該采樣電路能實現較高精度的高壓直流檢測。

表2 按照圖1電路及表1參數設計的高壓直流母線電壓檢測電路實測結果對比

在設計電路時還需要注意以下幾點：其一，雖然我將線性光電耦合器HCNR200的特性講解的比較清楚了，但大家在應用該電路時還是需要詳細閱讀一下芯片HCNR200的規格書;其二，大家要根據具體直流總壓檢測范圍來選擇電阻R1～R6的值，也不限定只使用6只電阻，可以多也可以少(但要滿足爬電距離要求)，如果選擇阻值過大會影響電壓低端檢測精度，如果選擇阻值過小會導致電阻發熱，甚至使IPD1值越限;其三，運放的選擇要特別注意，注意運放的失調電壓、偏置電流不能過大，另外很多高精度運放是需要雙電源供電(即正、負電源)，如果運放規格書沒有指出可支持單電源供電，千萬不要將雙電源運放采取單電源供電，不然的話，輕則影響精度，重則運放不能正常工作。

最后我想告訴大家：其實圖1所示高壓直流檢測電路就是目前市場上可以買到的“直流電壓變換器”或者叫“直流電壓傳感器”的內部電路原理圖，單價在200元左右，如果大家掌握了該電路即可巧妙的應用在各種控制器中。本文通過使用線性光電耦合器HCNR200可以實現高壓直流母線電壓的精確檢測，以及系統高壓部分和低壓部分的電氣隔離，有效降低了高壓強電對低壓弱電的電磁干擾，同時，因為HCNR200中間傳輸的是電流信號而非電壓信號，消除了大部分電壓噪聲的影響，極大地提高了電壓采樣精度。