過去幾年，由于USB Type-C PD充電協議的廣泛使用，加之GaN技術的普及，使得基于GaN的PD適配器具有更廣泛的兼容性和更便攜的形態，小功率電源適配器市場更是如火如荼。

其中，較為流行的功率等級有20W(蘋果12的最大充電功率)，30W(蘋果13的最大充電功率)以及65W(大多數筆記本的運行功率)。 這些充電器或適配器普遍采用了基于準諧振反激(Qausi-resonant Flyback)的拓撲結構設計，這得益于反激變換器的高性價比，較少的功率器件和輸入輸出隔離等優點。

準諧振反激是利用開關管的谷底開通技術，減小了開關管的開通損耗，進一步提高適配器的效率。 市面上主流的65W電源適配器均采用了準諧振反激，如thinkplus 65W口紅電源，倍思65W 2C1A充電器等。

接下來我們將從原理上討論什么是反激變換器，反激變換器常見的三種工作模式，以及討論準諧振反激的參數設計。

什么是Flyback

Flyback反激變換器是標準升降壓變換器的衍生拓撲，其關鍵器件包括輸入電容Bulk-cap，開關管MOSFET，變壓器，整流二極管以及輸入電容等，因此其功率器件較為精簡，性價比較高。 對于小功率，低附加值的產品，flyback是首選拓撲。

反激變換器屬于開關電源，開關電源的工作本質是利用開關管的導通和關斷，將輸入能量“斬”成一個一個的能量包，傳送到輸出，并通過控制能量包的大小以及傳送的頻率來控制輸出。 Flyback也遵循了這一基本原理，變壓器為能量包的儲能元件。 開關管導通時，輸入電壓施加在變壓器原邊，并對原邊電感Lp充電，能量以磁能的形態儲存在變壓器磁芯中; 開關管斷開時，磁芯的能量利用副邊電感以及續流二極管傳輸到副邊，實現一個周期的能量傳輸。

圖1 反激變換器

這個過程可以分為儲能和釋能兩個階段：

儲能階段：

儲能階段發生在MOSFET導通時期，此時輸入電壓施加在變壓器原邊Lp，電壓為上正下負，原邊電流線性上升并為變壓器儲能。

由于反激變壓器原副邊同名端反向，因此副邊為上負下正，二極管反向偏置，輸出電容為負載供電。 二極管的偏置電壓為輸出電壓與變壓器副邊電壓之和，該電壓值決定了二極管選型時的反向電壓Vd。

圖2 MOS管導通-儲能階段

二極管反向耐壓Vd為：

釋能階段：

釋能階段發生在MOSFET關斷時期，此時變壓器原邊開路，變壓器副邊電壓為上正下負，二極管正向偏置，儲存的能量由二極管續流到負載，二極管電流線性下降。

原邊MOSFET兩端的電壓為原邊電感電壓和輸入電壓之和，該電壓值決定了MOS管選型時的漏源極耐壓Vds。

圖3 MOS管關斷-釋能階段

MOS管漏源極電壓Vds為：

可以看到，在一個開關周期內，變壓器原邊和副邊并不會同時導通，因此其實質上是一個耦合電感，耦合的緊密程度影響到能量從原邊傳輸到副邊的效率。 在變壓器繞制中，工程師會采用三明治繞法，原副邊交替繞制以提高耦合程度。

當然，實際設計中仍然會有一部分原邊電感未能耦合到副邊，這部分電感稱之為漏感Lleak。 在MOS管關斷的階段，漏感能量并不能耦合到副邊，其電感與MOS管的寄生電容形成諧振，對EMI和開關管耐壓造成影響。

理論上，MOS管的耐壓只與輸入電壓，輸出電壓和匝比相關(如上公式)。 但是由于漏感的存在，諧振尖峰會在MOS管關斷時造成脈沖高壓，帶來MOS管擊穿的風險。 因此在電路設計中，需要加入吸收回路或鉗位電路進行抑制。 在小功率適配器的應用中，常用的做法是添加RCD吸收回路(RCD Snubber)，即由電阻，電容和二極管組成的吸收電路。

在MOS管關斷瞬間，當Vds電壓高于Vin+Vor時，二極管導通，漏感電流流入電容進行充電; 當MOS管導通時，二極管反向偏置，電容能量通過電阻泄放。

圖4 考慮漏感和MOS管寄生電容的反激變換器

Flyback的三種工作模式

我們已經了解，Flyback反激變換器工作的本質，是利用開關管的導通和關斷，對變壓器(耦合電感)進行充放電的過程。 根據充放電過程中電感電流的連續程度，反激變換器可分為三種工作模式，即連續模式(CCM)，斷續模式(DCM)以及臨界模式(CRM)。

連續模式(CCM)

CCM模式下，電流在變壓器中是連續的，變壓器磁芯中始終有儲能存在。 因此，在導通階段，原邊電流并不是從0開始上升; 在關斷階段，副邊電流也不會下降至0。 原副邊電流波形為梯形波。

MOS管兩端電壓為方波，即原邊MOS管處在硬開關的工作狀態，通過導通MOS管強制“切斷”副邊二極管續流。

圖5 CCM模式下的波形

在CCM模式下，同等負載，副邊電流的交流分量較小，因此輸出紋波較小。 由于開關管處于硬開關模式，開關損耗較大。 與此同時，副邊二極管存在反向恢復損耗，在選型時需要選擇肖特基二極管或超快恢復二極管以減小損耗。

斷續模式(DCM)

DCM模式下，電流在變壓器中是斷續的。 在一個開關周期內，除了原邊儲能，副邊釋能兩個狀態外，還有一個變壓器內部無能量的“空檔期”，即死區。 在死區中，由于開關管仍處在關斷階段，原邊沒有進行儲能; 同時副邊電感能量已完全續流結束，變壓器原副邊沒有任何電壓鉗位，于是產生震蕩，該震蕩是由原邊電感和MOS管寄生電容產生。

DCM模式中，原副邊電流均為三角波。 MOS管兩端的電壓會進行震蕩，直至下一個周期MOS管導通。

圖6 DCM模式下的波形

由于二極管在續流過程中將續流至零，不存在反向恢復，因此效率略高于同等條件下的CCM模式。 但在同等負載下，二極管電流的交流分量較大，導致輸出紋波較大。

臨界模式(CRM)

臨界模式也稱為準諧振(Quasi-resonant，QR)模式。 臨界模式處于連續模式和斷續模式的臨界點處，即在副邊二極管續流為零處，原邊二極管導通。 理論上，臨界模式不存在死區時間，且MOS管波形不會產生震蕩。

圖7 CRM模式(或QR模式)下的波形

然而為了降低開關損耗，提高效率，臨界模式仍然存在較短的震蕩時間。 主控IC在這個震蕩中試圖尋找震蕩谷底，在谷底處開通MOS管(谷底開通)。 由于開關管在更低電壓下開通，其產生的開通損耗會更小。

CCM和DCM的控制方式，通常是在固定頻率下，利用占空比(開關管導通和關斷的比例)調節負載。 很顯然，對于CRM的谷底開通方式，無法進行固定頻率調節占空比的控制，而是通過控制頻率調節負載。

開關頻率隨著負載降低而升高，在輕載工況下，高開關頻率會導致開關損耗增加，輕載功耗較高。 因此，對于QR反激，實際并不總是在第一個谷底開通。 QR控制器會根據負載的不同，調節選擇谷底開通的個數(如第二個，第三個甚至更多)，以保證開關頻率在一定范圍以內。 不同控制器對于谷底開通的個數不同，如Onsemi的NCP1342的最大谷底開通個數為6個，Infineon的ICE5QSxG的最大谷底開通個數為7個，Diode的AP3302的最大谷底開通個數高達15個。

當然，隨著諧振的衰減，更高次數的谷底與輸入電壓相差無幾，對于EMI的改善和效率的提升也相對較弱。

圖8 QR反激的谷底開通方式

如下是NCP1342隨著負載變化時的谷底開通模式。 考慮到在負載頻繁切換時，可能會出現不同谷底的切換，導致適配器產生人耳可聽的噪聲，該控制器設置了“滯回”的功能，即所謂的谷底鎖定(Valley Lockout)，控制器在負載輕微變化時，總是會鎖定某一個谷底，而不會頻繁切換。 同時在負載上升或下降兩個方向，谷底鎖定的負載點有所差異(粉色和藍色部分)。

圖9 NCP1342谷底鎖定

Flyback的參數設計

開關電源參數設計中，包含了功率器件的選型，被動元件的選型以及磁性元件的設計，其中磁性元件設計較為關鍵。 理由是在實際工程設計中，工程師往往首先根據產品規格和成本，確定好器件的選型，然后基于產品規格和器件規格進行磁性元件設計。 很顯然，我們不可能根據一個給定參數的磁性元件頻繁地更換器件。

反激變換器的磁性元件為反激變壓器或耦合電感。 磁性元件設計的本質，是在滿足產品規格并留有一定余量的基礎上，設計出最優尺寸和性能的磁性元件，如滿足磁芯不飽和，變壓器不過熱的要求等等。

下面以65W QR反激電源適配器為例介紹主要參數設計。

第一步：確定電源規格

確定電源的輸入輸出范圍，額定功率，目標效率，開關頻率等。

表1 電源規格

交流輸入電壓和輸入電容決定了反激電源工作的直流輸入電壓范圍。 輸入電容根據經驗值進行選擇，對于全范圍輸入電壓的應用場景，輸入電容取值為23uF/W，即130uF195uF。

反激變換器直流輸入最大值和最小值分別為：

其中，Pin_max為最大輸入功率，Dch為輸入電容充電占工頻周期的比例，通常為0.2~0.3。

圖10 輸入Bulk電容電壓波形

最小輸入電壓為反激變換器最惡劣(Worst case)的工作情況，決定了原邊電感，原邊電流等參數設計的工作點; 最大輸入電壓影響到MOS管的電壓應力，進而影響變壓器匝數設計。

第二步：確定匝比，原邊電感，繞線匝數

確定匝比

變壓器匝比與原邊反射電壓Vor相關，反射電壓會影響MOS管的選型。 因此，在選定MOS管以后，可以通過MOS管漏源極耐壓Vds確定變壓器匝比n，二者的關系如下：

其中Vds為開關管最大漏源極電壓，考慮到產品可靠性和壽命，通常采用90%降額。 Vin_max為最大直流輸入電壓，以265Vac電網計算，最大直流輸入電壓約為373V。 Vspike為漏感尖峰，經驗值為100V。 Vor為原邊反射電壓，與匝比相關。

需要注意的是，這里的Vor忽略了副邊整流管的導通壓降。

圖11 MOS管Vds波形

由以上關系是可得匝比n的關系是為：

計算原邊電感

開關電源的電感量計算，本質上是圍繞伏秒平衡展開的。 目前有三種流行的QR反激電感量計算方法，出于簡化的目的，有些計算方式為粗略計算，但結果差異不大。

QR模式下，開關管在一個開關周期包含三部分，Ton，Toff和Tdead。 Ton為開關管導通時間，Toff為開關管關斷時間，Tdead為諧振時間。

圖12 QR反激一個開關周期

開關頻率可以根據開關周期推導：

其中，Lp為原邊電感量，Ip為原邊電流峰值，Vin_min為最小輸入直流電壓，Vor為反射電壓，Cds為MOS管體電容。

電感能量與輸入功率的關系為：

由以上兩個關系式可推導出原邊電感值為：

諧振時間Tdead在一個開關周期內占比很小，有時為了簡化計算，將Tdead定義為周期的5%，即

當然，也可以進一步簡化，即諧振時間Tdead可以忽略不記。 若是如此，則QR模式可以簡化為臨界模式CRM，此時原邊電感的計算方式為：

計算繞線匝數

變壓器原副邊匝數與磁芯窗口面積Ae，最大磁通Bmax有關。 其關系式如下：

對于鐵氧體磁芯，建議最大磁通不得超過0.3T，在匝數設計時，要注意考慮最惡劣情況下，變壓器磁芯不會飽和。 即在最低直流輸入電壓下，最大磁通仍然小于0.3T。 設計師可根據PWM主控IC的Brownout參數設定最小直流輸入電壓，以確保在低于該電壓時候，IC能夠停止工作，防止變壓器飽和。

需要注意的是，原邊電感，匝比，線圈匝數的計算結果，均包含了簡化和經驗參數，因此在實際設計中，工程師需要根據計算的數值做出略微調整。 這些調整需要考慮原邊電流Ip，副邊電流Is，最大磁通，磁芯損耗，線圈損耗等因素。 其終目的是在充分利用磁芯空間的前提下，使得反激變換器的工作模式，效率都能夠達到最優狀態。

至此，一個反激變換器的關鍵參數便設計完成。 當然，在本例中，副邊整流采用的是二極管整流方式。 為了進一步提高效率，實際產品中往往采用低壓MOS管代替二極管，實現同步整流。 除了磁性元件的設計，完整的USB

PD適配器還需要根據產品需求選擇合適的PD協議IC，基于PD IC進行反饋環路設計，設置合適的補償以滿足規定的調整率等等。 關于反饋環路設計，后續我會做詳細介紹。