本文選自中國工程院院刊《Engineering》2022年第10期

作者：汪正興，楊漢卿，邵睿文，武軍偉，劉國標，翟峰，程強，崔鐵軍

編者按

電子波束掃描陣列因其高增益和低副瓣特性在雷達、測量、通信等方面被廣泛應用，“數字編碼超材料”和“可編程超材料”在內的信息超表面技術自2014年被提出后已經取得了很大進展。受信息超表面設計理念的啟發，為了降低設計的成本和復雜性，提出了利用數字化實現波束掃描的可重構比特陣列。4比特陣列天線具有平面可重構，陣列重量輕、成本低、外形小的優點。

中國科學院崔鐵軍院士研究團隊在中國工程院院刊《Engineering》2022年第10期發表《基于信息超表面設計理念的一種平面4比特可重構天線陣列》一文。文章提出一種具有0.15λ0低剖面的平面4比特可重構天線陣列，這個陣列是由1比特磁電偶極子和小型化反射式移相器組成的數字編碼輻射單元組成。通過對兩個對稱饋電端口單獨饋電，所提出的1比特磁電偶極子能夠在寬帶范圍內提供“0”和“1”兩種數字狀態。所涉及的反射式移相器可以提供173°的相對相移。通過在157.5°的相位范圍內進行數字量化，可以進一步得到相移間隔22.5°的8種數字狀態。為了實現低副瓣水平，一個基于泰勒線源方法的1:16功分器被用來給陣列饋電。加工并測試了所提出的4比特天線陣列樣機，實驗結果與仿真結果吻合很好。陣列能夠實現±45°的掃角，12 GHz的最大增益為13.4 dBi，副瓣和交叉極化水平分別低于–14.3 dB和–23 dB。由于陣列卓越的性能，它在雷達和通信系統中將有重要的應用前景。

一、引言

電子波束掃描陣列因其高增益和低副瓣特性在雷達、測量、通信等方面被廣泛應用。傳統相控陣由于在電子速度、無慣性掃描和多目標跟蹤等方面的優勢，被認為是這些應用領域的有力競爭者。但傳統相控陣的單元陣列通常使用固態收發模塊，此外還采用復雜的饋電方式和波束形成結構，復雜程度高、成本高昂、體積龐大等缺點在一定程度上限制其廣泛應用。

包括“數字編碼超材料”和“可編程超材料”在內的信息超表面技術自2014年被首次提出，取得了很大進展。信息超表面的設計理念是將數字編碼概念應用到其配置中。例如，1比特信息編碼超材料是由“0”編碼單元和“1”編碼單元組成，分別對應0°和180°的相位響應。隨后，通過對360°相位多級離散化，將該概念從1位編碼擴展到多位編碼。超表面的數字化表示具有簡化設計和優化程序的優點，在物理和數字世界搭建起橋梁，這也使得從信息科學的角度重新審視超表面成為可能。由于信息超表面取得了革命性的進展，它們有望在無線通信系統中被廣泛應用。

受信息超表面設計理念（即數字編碼概念）的啟發，為了降低設計的成本和復雜性，提出了利用數字化實現波束掃描的可重構比特陣列。可重構比特反射陣列和透射陣列因其高增益和高靈敏度被廣泛應用。但與大多數的信息超材料相同，由于饋源和支撐的原因，它們實際上是三維（3D）結構，這一點限制了它們在空間有限的場景下應用。為了滿足外形更小、結構更簡單的需求，提出了平面可重構陣列。有的參考文獻設計了平面1比特陣列，但它們只能控制兩個既不正交也不獨立的掃描波束，這使得它們在雷達和通信系統中很難被應用。之后，有的參考文獻又提出了平面2比特陣列，包括可重構行波天線陣列和圓極化波束轉向天線陣列。這兩種陣列都可以控制單一的掃描波束。雖然采用數字編碼方法簡化了可重構比特陣列的波束掃描方案，但是輻射性能也明顯惡化。因此，平面2比特陣列不可避免地會產生波束指向誤差和量化波瓣。為了減少量化誤差，一種有效的方法是增加量化比特數。此外，上述可重構比特陣列大多帶寬較窄，這阻礙了其在工程上的實際應用。

文章提出了一種平面4比特可重構天線陣列，首先設計了一種結合1比特磁電偶極子和小型化反射型移相器（RTPS）的數字編碼輻射單元。磁電偶極子具有輻射模式對稱、寬帶寬和低副瓣的優點。采用兩個對稱可切換的饋電π形探針激發偶極子，當端口被單獨激勵時，由于相對的空間位置，可以得到180°的本征相移，利用的原理類似于寬帶圓極化陣列中常用的順序旋轉（SR）技術。空間相移的引入能夠帶來兩個好處：一種是在寬帶寬上穩定的相位差（180°）；另一種是與180°相位延遲線相比，結構相對緊湊。除了1比特磁電偶極子外，還設計了一個小型化RTPS，來提供額外的8個離散相位狀態。所形成的數字編碼輻射單元，能夠以22.5°的步長實現337.5°相移。在此基礎上，基于數字編碼輻射單元設計了一種沿H平面的4比特可重構天線陣列。為了實現較低的副瓣電平，利用泰勒線源方法計算出1:16的功率分壓器來饋電陣列。文章所提出的4比特陣列天線具有平面可重構，陣列重量輕、成本低、外形小的優點。此外，仿真和實際測量結果都驗證了其優良的掃描性能、高增益、低副瓣和寬頻帶特性。

二、數字編碼輻射元件

（一）1比特ME偶極子

1比特磁電偶極子的幾何結構和參數如圖1所示。偶極子由輻射層和饋電層組成，輻射層的基底由厚1.524 mm的Rogers RO4350B和厚0.254 mm的RO4450F混壓組成。饋電層的基底是厚0.254 mm的Rogers RO4350B。輻射層和饋電層通過金屬接地相連，并通過厚0.2 mm的RO4450F連接在一起。在圖1（a）和（b）中，偶極子由4個方形貼片、4個金屬通孔和一個π形探針組成。4個方形貼片位于金屬地上方λ/4處（λ是12 GHz處的介質波長），它們的邊長為l，并作為沿x軸的兩個平面電偶極子。每個方形貼片都通過一個半徑為R1的通孔，連接到金屬接地面。這4個金屬通孔與金屬接地可以等效為磁偶極子。它們形成回路電流并沿y軸通過金屬片之間的兩個孔輻射。用π形探針為磁電偶極子饋電，該偶極子由兩個半徑為R2的對稱可切換探針和尺寸為l2×w2的矩形貼片組成。圖1（c）顯示了金屬接地面，被挖空部分的半徑為R3。為了在兩個饋電探頭之間切換，π形探針連接到饋電層上的單刀雙擲（SPDT）開關，其詳細布局如圖1（d）所示。SPDT開關具有兩個可切換端口，通過將兩個pin二極管（W）集成到寬度為w3的微帶線上，當向pin二極管提供正或負直流（DC）電壓時，兩個端口可以分別接通。

圖1 提出的1比特ME偶極子的幾何構型。

（a）三維視圖；（b）頂視圖；（c）金屬地；（d）底視圖。

在CST公司進行了ME偶極子的嚴格建模并進行仿真。在仿真中，pin二極管被設置為集總電路元件，等效電路在ON和OFF狀態下的并聯電阻（R）-電感（L）-電容（C）（RLC）參數分別為R= 15 Ω，L= 1187 nH，C= 1.29 pF和R= 4000 Ω，L= 2250 nH，C= 0.028 pF。在此簡要介紹pin二極管電路參數值的提取方法。首先用測試儀器測量二極管開關狀態下的振幅和相位。其次利用由電阻R、電感L和電容C組成的等效電路模型來表征pin二極管。最后將等效電路模型的幅值和相位結果擬合到ADS電路仿真軟件中，并獲得相關的電路參數值。由于ADS中的等效電路模型優化是在較寬的頻帶內進行的，因此可以在相應的頻帶內保證模型的準確性。1比特ME偶極子有兩種不同的工作狀態。當端口1關閉而端口2打開時，定義為“0”狀態，而“1”狀態則相反。兩種狀態的仿真結果|S11|如圖2（a）所示，由于結構具有對稱性，兩種狀態的|S11|完全相同。此外兩種狀態下都可以獲得36.2%的寬阻抗帶寬（9.5~13.7 GHz, |S11| < -10 dB）。

圖2 1比特ME偶極子的仿真性能。

（a）兩種狀態下的仿真|S11|；（b）“0”和“1”兩種狀態下的相位差；（c）12 GHz時“0”狀態下的仿真表面電流分布；（d）12 GHz時“1”狀態下的仿真表面電流。

為了研究仿真中兩種狀態之間的相位差，在偶極子的遠場區域放置一個x方向的探針來觀察其電場。如圖2（b）所示，能夠得到180°相位差。此外由于使用了空間相移，相位差在寬頻帶內是穩定的。圖2（c）和（d）顯示了12 GHz時兩種狀態偶極上的表面電流分布。可以看出“0”和“1”狀態的電流方向在同一時刻（t= 0）正好相反，這進一步證明了兩種狀態之間存在180°的相位差。圖3（a）和（b）顯示了磁電偶極子在“0”狀態下工作時12 GHz的輻射圖。對于E面和H面，側面輻射圖是對稱的，3 dB波束寬度分別為86°和94°。仿真實現的增益高達5.5 dBi，交叉極化電平小于-30 dB。從圖3（c）可以看出，增益在10 ~ 13 GHz范圍內是穩定的，變化小于1 dB。在工作頻帶的主要部分，前后比大于15 dB。在高頻帶附近，該比率下降到13 dB。圖3（c）中前后比的變化是由兩個原因引起的，一個是饋電網絡的反射，另一個是如圖1（c）所示的有凹槽的地面，導致輻射向后向區域泄漏。常用封裝的微帶線饋電網絡的方法來解決這一問題。雖然前后比隨著頻率變化，但在整個頻帶內值仍然足夠大，即輻射到后向區域的功率非常小。因此增益結果沒有顯著變化。如圖3（d）所示，在12 GHz時1比特ME偶極子的輻射效率為0.8。

圖3 1比特ME偶極子仿真輻射性能。

（a）12 GHz時E面方向圖；（b）12 GHz時H面方向圖；（c）增益和前后比；（d）輻射效率。

（二）小型RTPS

除了1比特ME偶極子外，本次還設計了一個小型化RTPS，為4位數字編碼輻射元件提供需要的相移。與其他兩種類型的無源移相器——負載傳輸線和交換網絡相比，RTPS在插入損耗和相位變化范圍之間表現出良好的折中。圖4（a）顯示了小型化RTPS，該RTPS由改進的3-dB支線耦合器組成，該耦合器在其直通端口和耦合端口處連接有兩個相同的負載。由于緊湊性對移相器至關重要，RTPS的兩條四分之一波長傳輸線采用彎折線來實現小型化。因此RTPS的尺寸可以減小到0.18λ0× 0.21λ0，其中，λ0是12 GHz處的自由空間波長。RTPS的每個負載由兩個并聯的變容二極管和一根對地短路的傳輸線組成。線路的特性阻抗和電長度為Z1和θ1。在仿真中變容二極管等效為電容C與電阻R串聯，電阻R是RTPS損耗的主要原因。設計的RTPS是一個雙端口網絡，其散射矩陣具有以下形式：

? ???（1）

式中，Г是加載端口處的反射系數。因此RTPS的S21等于-iГ，然后通過以下公式獲得插入損耗：

? ??（2）

RTPS的相移?φ的計算公式如下：

? ? （3）

和

? ??（4）

根據文獻，插入損耗是R的函數，當R值不大時，插入損耗隨著R的減小而減小。因此兩個變容二極管分別并聯使用以減少總寄生電阻，從而減少RTPS的插入損耗。此外，已經確定相移?φ是θ1、z1和C的函數。如果負載中傳輸線的參數固定，相移則由C的范圍確定。

圖4 所提出RTPS的幾何構型和性能。

（a）頂視圖；（b）對于Cmin和Cmax的∠S21；（c）對于Cmin和Cmax的|S11|；（d）對于Cmin和Cmax的|S21|。w3= 0.52 mm,w4= 4.5 mm,w5= 0.15 mm,w6= 0.43 mm,w7= 0.95 mm,l4= 5.4 mm,l5= 1.9 mm,z1= 97Ω,θ1= 44°。

在CST仿真軟件中優化了RTPS的結構參數，最終的設計幾何結構如圖4所示。在仿真中變容二極管的等效電阻R設置為6 Ω，電容C在0.048~0.190 pF的范圍內變化。如圖4（b）所示，當電容從最小值0.048 pF（15 V）變化到最大值0.190 pF（0 V）時，12 GHz下RTPS的仿真相移為173°。仿真中，反射系數Cmin和Cmax如圖4（c）所示，其重疊阻抗帶寬為13.3%，|S11|小于-10 dB（從11.1 GHz到12.7 GHz）。從圖4（d）中可以看出Cmin和Cmax分別為0.85 dB和1.6 dB。此外，插入損耗隨著頻率的增加而增加。

對于4位可重構陣列，每個數字編碼輻射單元的量化相位數為16。0°和180°的兩個相位狀態由1比特ME偶極子提供；因此，RTPS只需要提供另外8個相位狀態。RTPS的仿真和實測相移在0°~180°范圍內歸一化，然后數字量化為8個相態。每個相鄰狀態的相位差約為22.5°，如圖5（a）所示。相應的仿真和實測的插入損耗如圖5（b）所示。可以看出，這兩個結果基本一致，但實測結果表明插入損耗較高。這可能是由于實驗中變容二極管等效器件的偏差以及印刷電路板（PCB）原型和焊接引起的寄生效應。測得的最小和最大插入損耗分別為1.0 dB和2.4 dB，這對于實際移相器設計是可以接受的。基于ME偶極子和RTPS，數字編碼輻射單元的16個量化相位狀態列于表1中。

圖5 在12 GHz時8種狀態的仿真和測試性能。

（a）仿真和測試∠S21；（b）仿真和測試|S21|。

表1 16種相位狀態的數字編碼輻射單元

三、平面4比特可重構天線陣列

基于上述的數字編碼輻射單元，設計了一個平面4比特可重構天線陣列，提出了一個1:16功率分配器為陣列饋電。如圖6（a）所示，功率分配器為并聯饋電配置，設計基于接地共面波導（GCPW）。與微帶線相比，GCPW傳輸線具有幾個優點，包括低輻射損耗、低表面波損耗和高機械強度。為了與微波連接器（SMA）和輻射元件的阻抗匹配，在功率分配器的輸入和輸出端口，引入GCPW到微帶的過渡。考慮到輸出端口之間的隔離和結構的緊湊性，功率分配器的輸入級使用威爾金森功率分配器，其他級使用T結分配器。為了實現陣列的低副瓣電平，1:16功率分配器采用不相等的功率分配，從而在陣列上從中心到末端產生錐形振幅分布。振幅分布計算采用泰勒線源法，目標旁瓣電平和均勻旁瓣數分別為-25 dB和4 dB。表2提供了12 GHz功率分配器的計算、仿真和測量振幅分布。由于結構的對稱性，僅給出了一半端口的結果。從表中可以看出，這三組數據非常一致。圖6（c）顯示了功率分配器的仿真和測量反射系數。結果表明，這兩個結果通常相互匹配，但由于制造和焊接中的誤差，測量值在11.1 GHz和12.0 GHz左右增加。此外，12 GHz下8個端口之間的仿真和測量相位差分別為6°和17°。由于測量的相位誤差部分是由SMA連接器的焊接引起的，因此當功率分配器直接用于陣列中時，相位誤差可能較小。

圖6 所提出的4比特陣列圖（只有一半被展示）以及1分16功率分配器的|S11|。

（a）底視圖；（b）頂視圖；（c）功率分配器的仿真和測試|S11|。

表2 12 GHz時功率分配器的計算、仿真及測量幅度分布

如圖6（a）和（b）所示，在陣列的每一行中，并聯使用兩個1比特ME偶極子，并由雙向等分功率分配器饋電。在每行中使用平行ME偶極子的目的是增加陣列的增益。微型化RTPS與并行ME偶極子集成，從而構成數字編碼輻射單元。16個數字編碼輻射單元沿H平面（y?o?z平面）排列，將所提出的1:16功率分配器級聯到它們，從而形成完整的4位陣列。為了激活pin和變容二極管，在每個輻射單元中引入兩組直流偏置電路，其中偏置電路（如圖中紅色虛線圓圈所示）向1-bi tME偶極子提供直流電壓，另一組（如藍色虛線圓圈中所示）用于RTPS。為了隔離直流和射頻（RF）信號，每個單元中使用了6個100 pF芯片電容器。利用CST仿真軟件對直流偏置電路的幾何結構和芯片電容器的位置進行了很好的優化，以確保它們對陣列性能的影響很小。

為了將主波束引導到指定方向，應計算4比特陣列上的量化相位分布。假設陣列被掃描到一個角度θ，那么陣列上第n個單元所需的相位可以表示如下：

? （5）

? ?（6）

因此第n個單元電池的計算如下：

? ?（7）

盡管上述數字編碼方法為可重構波束控制提供了簡化方案，但仍會引入量化誤差。此外，單元間存在耦合效應，這也會影響陣列的輻射性能。因此，需要進一步優化陣列的編碼序列。采用粒子群優化算法對編碼序列進行優化。將由等式（6）計算的代碼作為初始輸入值θ被設置為優化目標。表3給出了不同掃描角度下陣列的最終優化編碼序列。為簡單起見，此處僅顯示了陣列從0°掃描到45°的情況，由于陣列輻射層的對稱性，忽略了掃描到負角度的情況。圖7（a）繪制了12 GHz下H平面中掃描光束的模擬輻射圖案。寬邊方向的實現增益為15.7 dBi，45°光束的掃描增益損失為2.6 dB。在20°掃描角下，最高副瓣電平為-16.4 dB，后瓣電平低于-29 dB。圖7（b）示出了模擬的交叉極化（y極化）電平，其保持低于-23 dB。

表3 12 GHz時不同掃描角度下陣列的編碼序列

圖7 12 GHz時H面掃描波束的仿真輻射方向圖。

（a）仿真共極化輻射方向圖；（b）仿真交叉極化輻射方向圖。

四、實驗驗證

為了驗證擬議設計的性能，采用標準PCB技術做出了實物。該實物尺寸為9.70λ0× 2.00λ0× 0.15λ0，其中，λ0是12 GHz處的自由空間波長。陣列實物的照片和放大視圖如圖8（a）和（b）所示。在消聲室中對制作的陣列進行測量；詳細的實驗配置如圖8（c）所示。該陣列用4個M2尼龍螺釘安裝在丙烯酸支架上，該支架固定在測試轉臺上。通過使用杜邦線，向陣列提供直流偏置電壓，以獨立控制pin和變容二極管的狀態。如圖8（c）中的插圖所示，直流電壓源是一個三輸出直流電源（IT6302型，ITECH），其中兩個通道連接到一個試驗板，該試驗板利用雙列直插式封裝（DIP）開關控制pin二極管的狀態。剩余的通道連接到一個PCB，該PCB使用變阻器控制變容二極管的狀態。因此，陣列中每個輻射單元的數字狀態可以單獨調整。如圖8（c）中的插圖所示，工作頻率為9.8~15 GHz的喇叭用作接收天線。

圖8 （a）制作陣列樣品的底視圖；（b）頂視圖；（c）在微波暗室的實驗場景；（d）主波束的仿真和測試|S11|；（e）主波束的仿真以及測量共極化輻射方向圖。

圖8（d）顯示了仿真和測量結果在10~14 GHz的0°掃描角度下陣列的|S11|。在頻帶的主要部分中|S11|低于-10 dB，在11.1 GHz左右略微惡化。寬邊光束的仿真和測量的共極化結果顯示在圖8（e）中，由結果可以看出它們是一致的。可以看出仿真和測量的3 dB波束寬度分別為7.5°和6.7°。測量的實現增益為13.4 dBi，比仿真增益低2.3 dB。從0°到45°的測量輻射方向圖如圖9所示，結果驗證了陣列的良好掃描性能。旁瓣電平低于-14.3 dB，該值略低于圖7（a）中的仿真結果，這主要是兩個原因：RTPS的插入損耗變化以及1:16功率分配器的相位誤差。此外，測得的交叉極化和后瓣電平分別優于-23 dB和-25 dB。圖10中繪制了感興趣的頻帶內正出射波束的增益和效率。可以確定測量的3 dB增益帶寬范圍為10~13 GHz（25%）。此外，12 GHz下的仿真效率和測量效率分別為41.7%和24.5%。

圖9 12 GHz時H面測試的掃描波束輻射方向圖。

（a）測試共極化輻射方向圖；（b）測試交叉極化輻射方向圖。

圖10 （a）在感興趣頻帶內正出射波束仿真和測量增益；

（b）在感興趣頻帶內正出射波束仿真和測量輻射效率。

應該指出的是，測量的增益和效率值在11.1 GHz左右下降，這是由天線|S11|惡化引起的。如前所述，與仿真輻射效率相比，測量值的降低可歸因于測量中的額外損失，這與圖8（e）中的結果一致。表4提供了12 GHz正出射波束的增益損耗分析；可以確定差異是由以下因素引起的。首先，在測量中存在SMA連接器的損耗，這在仿真中不存在，損耗值約為0.5 dB；其次，在仿真中實際pin和變容二極管由簡單的RLC電路建模，導致仿真損耗與1位ME偶極子和RTPS的測量損耗之間存在差異；再次，功率分配器的仿真和測量結果之間存在0.8 dB的差異，這是由工藝誤差引起的；最后，介電常數的漂移及喇叭與天線陣列之間的錯位也會導致損耗差異。因此，通過采用更精確的pin和變容二極管模型，利用更精細的工藝技術，并優化未來的實驗裝置，可以改善效率偏差。此外，為了提高測量效率，可以使用更好的pin和變容二極管，應用串聯饋電而不是并聯饋電也有助于提高效率，但這將犧牲陣列的帶寬。

表4 12 GHz時主波束的增益損耗分析

圖11（a）比較了45°掃描范圍內12 GHz下的仿真和測量增益。測量增益隨著掃描角度的增大而減小，H平面45°光束的掃描增益損失為2.7 dB。天線之間的耦合對陣列非常重要，因為它會影響輻射性能，如增益、旁瓣電平和掃描角范圍。為了研究天線陣列的耦合，移除了圖6所示陣列的功率分配器；然后，只有端口8被激活。單元之間的耦合結果繪制在圖11（b）中。結果表明，在感興趣的頻帶內，天線之間的耦合很小，在12 GHz下該值低于-30 dB。如前所述，功率分配器由GCPW組成，不同端口之間的串擾較小。因此，整個陣列的耦合很小。表5總結了12 GHz下陣列掃描波束的信息。從表中可以看出，波束指向誤差在0.8°以內。總之，所提出的平面4位可重構天線陣列具有良好的性能，包括出色的掃描能力、高增益、低旁瓣和寬帶寬。

圖11 （a）不同掃描角度下的仿真和測量增益；（b）天線陣列之間的耦合。

表5 12 GHz時H面陣列掃描角度的信息

五、結論

信息超表面的標志性特征是使用數字狀態，如“0”和“1”來表示不同的電磁響應，如相位響應。基于這種設計思想，提出了一種由數字編碼輻射單元組成的平面4位可重構天線陣列。設計的數字編碼輻射元件由1比特ME偶極子和微型RTPS組成，可為陣列提供16個22.5°間隔的數字狀態。此外，利用基于泰勒孔徑分布的1:16功率分配器為陣列饋電。制作了陣列實物并進行了測試，測試結果與仿真結果吻合良好。H平面主瓣的掃描范圍為±45°，波束指向誤差小于0.8°。測量的最大實現增益為13.4 dBi，在12 GHz下相應的輻射效率為24.5%。此外，45°光束的掃描增益損失為2.7 dB，獲得了良好的旁瓣和交叉極化水平，其值分別低于-14.3 dB和-23 dB。由于使用了ME偶極子，陣列天線的后瓣電平大于-25 dB，測得的正出射寬邊波束3 dB增益帶寬為25%。該陣列天線具有良好的掃描和輻射特性、重量輕、成本低、剖面小等突出特點，有望在雷達和無線通信系統中獲得重要應用。

作者介紹

崔鐵軍

電磁場與微波技術專家，中國科學院院士。?

主要從事電磁超材料和計算電磁學的研究。

審核編輯：湯梓紅