設計人員經常遇到電路的模擬硬件設計出來后，卻發現電路中的噪聲太大，而不得不重新設計和布線。噪聲是模擬電路設計的一個核心問題，它會直接影響能從測量中提取的信息量，以及獲得所需信息的經濟成本。

遺憾的是，關于噪聲有許多混淆和誤導信息，可能導致性能不佳、高成本的過度設計或資源使用效率低下。本文闡述關于模擬設計中噪聲分析的5個由來已久的誤區。

1．所有噪聲源的噪聲頻譜密度可以相加，帶寬可以在最后計算時加以考慮

將多個噪聲源的噪聲頻譜密度（nV／√Hz）加總（電壓噪聲源按平方和開根號），而不分別計算各噪聲源的rms噪聲，可以節省時間，但這種簡化僅適用于各噪聲源看到的帶寬相同的情況。如果各噪聲源看到的帶寬不同，簡單加總就變成一個可怕的陷阱。圖1顯示了過采樣系統中的情況。從噪聲頻譜密度看，系統總噪聲似乎以增益放大器為主，但一旦考慮帶寬，各級貢獻的rms噪聲其實非常相近。

2．手工計算時必須包括每一個噪聲源

設計時有人可能忍不住要考慮每一個噪聲源，但設計工程師的時間是寶貴的，這樣做在大型設計中會非常耗時。全面的噪聲計算最好留給仿真軟件去做。不過，設計人員如何簡化設計過程需要的手工噪聲計算呢？答案是忽略低于某一閾值的不重要噪聲源。如果一個噪聲源是主要噪聲源（或任何其他折合到同一點的噪聲源）的1／5 erms值，其對總噪聲的貢獻將小于2％，可以合理地予以忽略。設計人員常會爭論應當把該閾值選在哪里，但無論是1／3、1／5還是1／10 （分別使總噪聲增加5％、2％和0．5％），在設計達到足以進行全面仿真或計算的程度之前，沒必要擔心低于該閾值的較小噪聲源。

3．直流耦合電路中必須始終考慮1／f噪聲

1／f噪聲對超低頻率電路是一大威脅，因為許多常用噪聲抑制技術，像低通濾波、均值和長時間積分等，對它都無效。然而，許多直流電路的噪聲是以白噪聲源為主，1／f噪聲對總噪聲無貢獻，因而不用計算1／f噪聲。為了弄清這種效應，考慮一個放大器，其1／f噪聲轉折頻率fnc為10 Hz，寬帶噪聲為10 nV／√Hz。對于各種帶寬，計算10秒采集時間內包含和不含1／f噪聲兩種情況下的電路噪聲，以確定不考慮1／f噪聲的影響。當帶寬為fnc的100倍時，寬帶噪聲開始占主導地位；當帶寬超過fnc的1000倍時，1／f噪聲微不足道?，F代雙極性放大器可以具有比10 Hz低很多的噪聲轉折頻率，零漂移放大器則幾乎完全消除了1／f噪聲。

表1．1／f噪聲影響與電路帶寬的關系示例

4．噪聲等效帶寬會使噪聲倍增

噪聲等效帶寬（NEB）對噪聲計算是一個很有用的簡化。由于截止頻率以上的增益不是0，某些超出電路帶寬的噪聲會進入電路中。NEB是計算的理想磚墻濾波器的截止頻率，它會放入與實際電路相同的噪聲量。NEB大于–3 dB帶寬，已針對常用濾波器類型和階數進行計算，例如：對于單極點低通濾波器，它是–3 dB帶寬的1．57倍，寫成公式就是NEB1－pole ＝ 1．57 × BW3dB。然而，關于應把該乘法因數放在噪聲公式中的何處，似乎一直存在混淆。請記住，NEB調節的是帶寬，而非噪聲，因此應在根號下面，如下式所示：

5．給定阻值時，所有類型電阻的噪聲相同

電阻器的約翰遜噪聲是基本的，從而產生一定溫度下某個電阻器噪聲的簡單公式。然而，約翰遜噪聲是在電阻器中可以觀察到的最小噪聲量，并不意味著所有電阻器類型在噪聲方面都是相同的。還存在過量噪聲，這是電阻器中1 / f噪聲的來源，其高度依賴于電阻器類型。過度的噪聲，有點混亂，也稱為電流噪聲，與電流在不連續介質中流動的方式有關。它被指定為以dB為單位的噪聲指數（NI），每十倍1μVrms/ V dc。這意味著如果有1 V dc在具有0 dB NI的電阻器上，給定頻率十倍的過量噪聲為1μVrms。碳膜和厚膜電阻具有一些最高的NI，范圍高達+10 dB，最好避免它們在信號路徑的噪聲敏感部分。薄膜電阻器通常在-20 dB左右更好，金屬箔和繞線電阻器可以低于-40 dB。