引言：高性能的單(多)輸出同步升壓轉(zhuǎn)換器控制器，驅(qū)動兩個N通道功率MOSFET，同步整流提高效率，減少功率損耗，減輕散熱需求，簡化了高功率的應(yīng)用。

1. 使用結(jié)構(gòu)

如圖4-1所示是一個單相單輸出的外部電源開關(guān)同步升壓器的使用圖，頂部柵極驅(qū)動器和底部柵極驅(qū)動器分別驅(qū)動同步MOS和開關(guān)MOS。這樣的結(jié)構(gòu)帶來的好處就是輸出電流可以做到很大，外置MOS使得散熱非常好，控制器基本不發(fā)熱，當(dāng)選用MOS的Rdson越小，整個電源效率越高，熱耗越小，散熱也只需要對MOS進行處理，缺點就是整個供電模塊體積會變大，Layout要求也比較高。(傳送門：DC-DC-3：升壓型的工作原理)

圖4-1：單相單輸出

圖4-2：分支電流波形

TG：Top Gate Driver Output，頂部柵極驅(qū)動器輸出。這是浮動驅(qū)動器的輸出，其電壓擺動等于INTVCC疊加在開關(guān)節(jié)點電壓上。

BG：Bottom Gate Driver Output，該引腳驅(qū)動GND和INTVCC之間的底部N溝道MOSFET的柵極。

SW：電感器的開關(guān)節(jié)點連接，該引腳的電壓擺動是從低于接地的肖特基二極管(外部)電壓降到VIN。

INTVCC：內(nèi)部調(diào)節(jié)器輸出，作為上管VGS的增量電壓，需要使用較大容值(最低2.2uF)的低ESR鉭或陶瓷電容器將此引腳與GND解耦，且注意Boot電容的值。(傳送門：DC-DC-19：如何設(shè)計Buck變換中的自舉電路)

SS：控制器的輸出電壓Vout的啟動由SS引腳上的電壓控制，允許SS引腳連接外部電容器到SGND用于編程軟啟動。一個內(nèi)部uA級別上拉電流為這個電容充電，在SS引腳上產(chǎn)生一個電壓斜坡，當(dāng)SS電壓從0V線性上升到Vref(甚至超過INTVCC)時，輸出電壓平穩(wěn)地上升到其最終值。(傳送門：SCD-19：RC時間常數(shù)的計算和使用要點)

2.關(guān)鍵參數(shù)

1：Vin、Vout

2：最大開關(guān)頻率f

3：最大輸出電流Iout

4：HG(TG)和LG(BG)上升時間、下降時間

5：HG(TG)和LG(BG)的啟動電平和驅(qū)動電流

6：最短開啟時間傳送門(Power-3：如何感測外置開關(guān)的電源控制器輸出電流)

3.設(shè)計考慮項

控制器必須選擇兩個外部功率MOSFET：一個N通道MOSFET為底部(主)開關(guān)，一個N通道MOSFET為頂部(同步)開關(guān)。

峰值到峰值的驅(qū)動電平由INTVCC電壓設(shè)置，在啟動時此電壓通常為5V，因此在大多數(shù)應(yīng)用程序中必須使用邏輯級閾值MOSFET。唯一的例外是，如果預(yù)期輸入電壓較低(VIN<5V)，則應(yīng)使用子邏輯電平閾值MOSFET(VGSth<3V)，同時也要注意MOSFET的VDSS規(guī)格，大多數(shù)邏輯級的MOSFET被限制在30V或更小。

功率MOSFET的選擇標(biāo)準(zhǔn)包括Rdson、米勒電容、輸入電壓和最大輸出電流，米勒電容可以從MOSFET制造商的數(shù)據(jù)表上通常提供的柵極電荷曲線近似。當(dāng)控制器在連續(xù)模式下運行時，頂部(Main
Switch duty cycle)和底部(Synchronous Switch duty cycle)MOSFET的占空比為：

如果最大輸出電流為Ioutmax，則最大輸出電流下的MOSFET功耗為：

如果是雙相輸出，則每相占總輸出電流的一半，則在最大輸出電流下，每個通道的MOSFET功率耗散情況為：

其中，d為RDS(ON)的溫度依賴性(約為1Ω)。常數(shù)k是由反向恢復(fù)電流造成的損失，它與柵極驅(qū)動電流成反比，其經(jīng)驗值為1.7。

兩個MOSFET都有I2R損失，而底部的NMOS的Pm包含了一個額外的過渡損失項，這在低輸入電壓下是最高的。對于高VIN，高電流效率通常隨著較大的MOSFETs而提高，而對于低VIN，過渡損耗迅速增加，使用較低的RDS(ON)設(shè)備實際上提供了更高的效率。當(dāng)?shù)撞块_關(guān)占負(fù)載系數(shù)低時，或當(dāng)同步開關(guān)接通時間接近100%時，同步MOSFET損失最大。

(1+δ)通常以歸一化Rdson與溫度曲線的形式給出，但δ=0.005/°C可以作為低壓MOSFET的近似。

最短導(dǎo)通時間

最小接通時間Tonmin是控制器能夠打開底部MOSFET的最小時間，它是由內(nèi)部定時延遲和打開底部MOSFET所需的柵極電荷決定的，低占空比使用時可能會接近這個最小時間限制。

在強制連續(xù)模式下，如果占空比低于最小接通時間可接受的范圍，控制器將開始跳過周期，但控制器將繼續(xù)調(diào)節(jié)輸出。當(dāng)Vin增加時，將會跳過更多的周期，一旦Vin超過Vout，控制環(huán)路將保持頂部的MOSFET持續(xù)打開。

€4.開關(guān)MOS和同步MOS選型

原則上開關(guān)MOS和同步MOS選擇同一型號，當(dāng)然根據(jù)實際情況不一致滿足性能要求也不會有什么問題，這里選兩種MOS的考量點放在一起如下：

1：ID≥負(fù)載峰值電流Ipeak

2：VGSTHmax

3：VDSS>Vin

4：Min on和Min off<計算值

5：溫升，Rdson

5. 電感選型

工作頻率和電感器的選擇是相互關(guān)聯(lián)的，因為較高的工作頻率允許使用較小的電感器和電容值，但是頻率也會影響效率。由于MOSFET門電荷和開關(guān)損耗，較高的頻率通常會導(dǎo)致較低的效率，此外在較高的頻率時，體二極管傳導(dǎo)的占空比較高，這導(dǎo)致效率較低。除了這些基本的考慮之外，還必須考慮電感器值對紋波電流和低電流運行的影響，電感器的值對紋波電流有直接的影響。電感紋波電流ΔIL隨著電感或頻率的增大而減小，并隨著Vin的增大而增大：

能接受較大的ΔIL值則允許使用較低感值電感，但會導(dǎo)致更高的輸出電壓紋波和更大的鐵芯損耗。設(shè)置紋波電流的合理起點是ΔIL=0.3(Imax)，最大的ΔIL發(fā)生在Vin=1/2Vout處。

當(dāng)所需的平均電感電流導(dǎo)致峰值電流低于Rsense確定的電流極限的某個比率時，就開始轉(zhuǎn)向突發(fā)模式運行。較低的電感器值(較高的ΔIL)將導(dǎo)致在較低的負(fù)載電流下發(fā)生這種情況，這可能導(dǎo)致在低電流運行的上限范圍內(nèi)的效率下降。在突發(fā)模式操作中，較低的電感值會導(dǎo)致突發(fā)頻率降低，一旦知道L值，應(yīng)選擇低DCR和低磁芯損耗的電感。

6. Cin和Cout的選擇

升壓轉(zhuǎn)換器中的輸入波紋電流與輸出波紋電流相比相對較低，因為該電流是連續(xù)的。輸入電容器Cin額定電壓應(yīng)超過最大輸入電壓。雖然陶瓷電容器可以相對耐受過電壓，但鋁電解電容器不行，應(yīng)明確任何可能對輸入電容器施加過度應(yīng)力的過電壓瞬態(tài)的輸入電壓值。

Cin值是源阻抗的函數(shù)，一般來說，源阻抗越高，所需的輸入電容就越高，所需的輸入電容量也受到占空比的很大影響。

在升壓轉(zhuǎn)換器中，輸出具有不連續(xù)電流，因此Cout必須能夠降低輸出電壓紋波，在為給定的輸出紋波電壓選擇合適的電容器時，必須考慮其ESR和容值的影響。單相升壓轉(zhuǎn)換器中體容量充放電引起的穩(wěn)定紋波電壓為：

其中Cout為輸出濾波器電容器，Iom=Iout max。

通過ESR的電壓降引起的穩(wěn)定紋波：

一般需要并聯(lián)多個電容器，以滿足ESR和RMS的要求，固體鉭電容，特殊聚合物，鋁電解質(zhì)和陶瓷電容器都可以使用。陶瓷電容器具有優(yōu)良的低ESR特性，而OS-CON和POSCAP電容器現(xiàn)在可提供低ESR和高波紋電流額定值。(傳送門：Capacitor-8：聚合物鋁固體電解電容-2)

7. 靈活使用

部分升壓控制器還支持更多元的拓?fù)涫褂茫鐖D4-3所示，將同步MOS用肖特基二極管替代，降低了成本，但通常不建議這樣使用。

圖4-3：非同步24V-2A升壓轉(zhuǎn)換器

升壓控制器還可以擴展成SEPIC拓?fù)洌瑢崿F(xiàn)升降壓使用，如圖4-4范例所示，采用耦合的電感L1，交流耦合電容器為4個并聯(lián)的4.7uF超低ESR電容器，在18V<32V時，可以穩(wěn)定輸出24V。(傳送門：DC-DC-12：什么是SEPIC升降壓DC-DC?)

圖4-4：24Vout-SEPIC轉(zhuǎn)換器