心電信號

心電信號是人體心臟的心臟細(xì)胞的細(xì)胞膜產(chǎn)生的電勢差，心房和心室肌在靜止的間歇中，由于細(xì)胞內(nèi)外離子(包括K＋，Na＋，Ca2＋，cl-等)濃度差別很大，處于“極化狀態(tài)”。一旦受到自搏細(xì)胞傳來的激動，這極化狀態(tài)便暫時瓦解，在心電圖上稱為“除極”(有少數(shù)學(xué)者稱為“去極”)，由此產(chǎn)生心電活動。心房肌的除極在心電圖上表現(xiàn)為P波，心室肌的除極表現(xiàn)為QRS波群。當(dāng)然在一次除極后，心肌又會恢復(fù)原來的極化狀態(tài)，此過程稱為“復(fù)極”。復(fù)極過程遠(yuǎn)較除極緩慢，電活動所產(chǎn)生的振幅也較低。心房的復(fù)極在P—R段上，一般很不明顯(唯有在右心房擴(kuò)大時，P—R段輕度壓低)。心室肌復(fù)極則表現(xiàn)為心電圖上的ST段及T波。細(xì)胞膜電位變化如下圖所示。

細(xì)胞膜激動時產(chǎn)生的電位如下圖所示。

在除極過程中，Na+內(nèi)流，K+外流，形成反向電勢差，電位突變產(chǎn)生脈沖信號。同時會傳導(dǎo)下去，形成電流信號。傳導(dǎo)完成后細(xì)胞膜復(fù)極，緩慢恢復(fù)到初始期。 從人體體表采集到各心肌細(xì)胞的動作電位疊加后形成如下圖所示的心電信號。

疊加后的信號就是看到做QRS波，如下圖所示。

心電信號主要特點(diǎn)如下所示。

頻率：0.1~200 Hz

電壓：0.1~2 mV

阻抗：10~30k ohm

心電圖中的每一個心動循環(huán)周期由一系列有規(guī)律的波形組成，它們分別是P波、QRS復(fù)合波和T波，而這些波形的起點(diǎn)、終點(diǎn)、波峰、波谷、以及間期分別記錄著心臟活動狀態(tài)的詳細(xì)信息，為心臟疾病的診斷提供者重要的分析依據(jù)。正常的人在正常情況下，心動周期為0.80s左右，即ECG信號的周期為0.80s左右。

P波：由心房的激動所產(chǎn)生，后一半主要有左心房產(chǎn)生。正常的P波歷時0.08s到0.11s，其波形小而圓。

QRS復(fù)合波：反應(yīng)左右心室去極化過程的電位變化。QRS波群是心電圖中變化最為激烈的波段，由三個緊密相連的波組成，第一個為波形向下的Q波，接著是波形向上的高而尖的R波，最后一個是向下的S波。QRS波群一般歷時0.06s到0.10s，其波形的幅度變化比較大。

T波：代表心室復(fù)極化過程的電位變化。是繼S波后的一個振幅較低的波，波形呈現(xiàn)扁平形狀，在R波為主的心電圖上，T波不應(yīng)太低。

U波：位于T波之后，代表心室后繼電位，同T波方向一致，幅度較T波低，有時波形不明顯。

同時可以將ECG信號分為幾個典型間期和典型段，如P-R段、P-R間期、QRS間期、S-T段和Q-T間期。

測量原理

采集體表人體信號時，以人體心臟為中心，以人體體表為2D肢體導(dǎo)聯(lián)平面，以人體額面（切面）為2D胸導(dǎo)聯(lián)平面，進(jìn)行電信號采集。如下圖所示。

心電圖12個導(dǎo)聯(lián)包括6個肢體導(dǎo)聯(lián)（Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、aVR、aVL、aVF）和6個胸導(dǎo)聯(lián)（V1~V6）。肢體導(dǎo)聯(lián)包括標(biāo)準(zhǔn)雙極導(dǎo)聯(lián)（Ⅰ、Ⅱ和Ⅲ）和加壓導(dǎo)聯(lián)（aVR、aVL和aVF）。 由于心電信號為矢量信號，所以其是由兩個點(diǎn)產(chǎn)生的電勢差。標(biāo)準(zhǔn)雙極導(dǎo)聯(lián)的測量原理如下所示。

I:LA-RA

II:LL-RA

III:LL-LA

可以得到：II = I + III。 標(biāo)準(zhǔn)雙極導(dǎo)聯(lián)連接方式如下圖所示。

加壓導(dǎo)聯(lián)連接位置如下圖所示。

加壓導(dǎo)聯(lián)也可由標(biāo)準(zhǔn)雙極導(dǎo)聯(lián)推算出來，計算公式如下所示。

aVR：RA-(LA+LL)/2=(I+II)/2

aVL：LA-(LL+RA)/2=I-II/2

aVF：LL-(LA+RA)/2=II-I/2

加壓導(dǎo)聯(lián)采集到的電信號如下圖所示。

正常情況下，各肢體導(dǎo)聯(lián)的心電信號如下圖所示。

肢體導(dǎo)聯(lián)心電信號 胸導(dǎo)測量方式如下圖所示。

胸導(dǎo)聯(lián)是將LA、RA、LL的電壓平均形成WCT（威爾遜中心點(diǎn)），再與胸部電極做差變成胸導(dǎo)聯(lián)信號。正常信號如下圖所示。

胸導(dǎo)心電信號 胸導(dǎo)聯(lián)測量公式如下所示。

Vx：V[x]-(LA+RA+LL)/3

如果已知I、II導(dǎo)，可推出V導(dǎo)公式。Vx=V[x]- (LA+RA+LL)/3=(V[x]-RA)-(I+II)/3。則V導(dǎo)可通過采集Vx’= (V[x]-RA)的值，Vx’與采集到的I、II進(jìn)行計算得到。 通常情況下，右心房可在導(dǎo)聯(lián)線aVF中得到最佳展示，而右心室則可在導(dǎo)聯(lián)線II中得到最佳展示。多數(shù)心電圖系統(tǒng)并不采用三個同步導(dǎo)聯(lián)線檢測電路或算法，結(jié)果使左心室導(dǎo)聯(lián)線最難捕獲。因而有時最好用其中一個V導(dǎo)聯(lián)線來檢測^1。

ECG噪聲來源

人體的心電信號是一種非平穩(wěn)、非線性、隨機(jī)性比較強(qiáng)的微弱生理信號,幅值約為毫伏(mV)級,頻率在0.05-100Hz之間。 心電信號的干擾主要有以下三種:

基線漂移,一般是由呼吸和電極滑動變化所異致的,頻率一般低于1Hz,其表現(xiàn)為變化比較緩慢的類正弦曲線，對心電波形中的ST段識別影響較大。基線漂移的頻率很低，其范圍為0.05Hz至幾Hz，主要分量在0.1Hz左右，而心電信號的P波、T波及ST段的頻率也很低，其范圍為0.5Hz至10Hz，兩者的頻譜非常接近，在消除噪聲的同時，不可避免地對心電信號成分造成一定的損失。

肌電干擾,它是由人體肌肉顫抖產(chǎn)生不規(guī)則的高頻電分?jǐn)_所導(dǎo)致的,其頻率范圍很寬,一般在10-1000Hz之間,嚴(yán)重的肌電干擾信號頻率在10～300Hz之間，其頻譜特性接近于瞬時發(fā)生的高斯零均值帶限白噪聲。

肌電干擾波形

工頻干擾,主要來源于工頻電源以及器件周圍環(huán)境中的傳輸線輻射出的電磁場,頻率為50Hz或60Hz,在ECG上出現(xiàn)為周期性的細(xì)小波紋,其頻率成分主要為工頻頻率及其諧波

工頻干擾波形 各個干擾的濾波說明：

對于基線漂移，由于ST段的頻率也很低，無法使用低通濾波器去除基線漂移。

去除工頻干擾，可以通過硬件濾波和軟件濾波實(shí)現(xiàn)，使用50Hz和60Hz的陷波器。

還有其他類型的干擾，比如電極位移干擾和電極接觸噪聲，電刀干擾（高頻干擾，采樣頻率在250Hz-1000Hz之間，它的頻率大約在100KHz到1MHz之間，它的幅值約是心電峰峰值的200倍，維持時間為1s-10s）。 對于去噪聲可采用多種方式，心電信號干擾和噪聲抑制可以通過模擬硬件濾波和數(shù)字濾波加以解決。

基線漂移

硬件濾波設(shè)計，采用模擬高通濾波器對低頻的基線漂移有一定的抑制作用；

軟件濾波設(shè)計，采用濾波法、分段三次函數(shù)糾正法、分段拋物線糾正法、IIR線性相位濾波器法和小波變換等方法可以有效抑制基線漂移。

肌電干擾 肌電干擾的抑制措施一般采用四點(diǎn)平滑數(shù)字濾波算法實(shí)現(xiàn)。

工頻干擾

右腿驅(qū)動電路，臨床實(shí)踐證明可以將工頻干擾衰減到1%以下；

帶阻陷波器電路，將帶阻陷波器的中心頻率設(shè)置為50Hz；

數(shù)字平滑濾波算法。

采用Levkov濾波、NOrcll濾波、多阻帶陷波器、零相位濾波和自適應(yīng)濾波等數(shù)字濾波器。

電極接觸噪聲和電極移位干擾 對于電極接觸噪聲和電極移位干擾，從其形成原理來看，只要在檢測前清潔肌膚，然后使用一次性心電電極就可以消除，不需要增加額外電路和算法來處理這些噪聲和干擾。

電子設(shè)備產(chǎn)生的高頻儀器噪聲 對于電刀干擾，由于頻率很高，可以使用高通濾波器。使用電刀時，由于電極接觸人體，電刀和人體所接觸的金屬平面會產(chǎn)生高頻電流，會通過傳導(dǎo)和輻射干擾心電信號。除了硬件、軟件上使用高通濾波，在導(dǎo)聯(lián)線上也需要埋入電感濾除高頻干擾。

另外，在電路設(shè)計的時候，對心電模擬前端（特別是前置放大器）增加屏蔽罩是很有必要的減少干擾的手段。

ECG信號提取——前置濾波電路

由于ECG信號很微弱，處于mV級別，還有很多干擾信號，所以采集信號時需要進(jìn)行濾波和放大處理，然后使用模數(shù)轉(zhuǎn)換。為了濾波高頻干擾和工頻噪聲，需要使用低通濾波器和陷波器抑制噪聲，有時也要使用高通濾波器濾除低頻噪聲。信號濾除干凈后有兩種處理方式：

放大后進(jìn)行ADC處理

使用高精度ADC采樣

前者將信號放大幾百倍，滿足ADC的輸入范圍，這種情況用于低分辨率的ADC，比如16bit，大部分使用獨(dú)立器件堆疊電路。 后者直接獲取微弱信號，使用高分辨率ADC（一般為∑-ΔADC），比如24bit，精度可達(dá)到uV，一般使用集成器件。 在進(jìn)入ADC之前的處理稱為模擬前端。 根據(jù)ADI官網(wǎng)介紹，ECG信號的采集方式分為：交流耦合和直流耦合。具體資料見^1 ECG測量的基本電路框圖如下所示。

ecg基本電路 其原理可以參考ECG信號內(nèi)容。 一般其技術(shù)指標(biāo)類似：

輸入阻抗：≥5MΩ

輸入偏置電流：<2nA

等效輸入噪聲：<30uVpp

共模抑制比：50Hz正弦信號的共模抑制比≥90dB

耐極化電壓：±300mV

漏電流：<30uA

頻帶：0.05～100Hz

采集心電信號時，使用電極片貼在人體上，再連接到板卡上，通過濾波、放大后進(jìn)入ADC，最終轉(zhuǎn)換為電壓信號。由于人體信號微弱，且人體存在一定的電阻，所以電極片與人體間會有極化電壓^2；另外導(dǎo)聯(lián)線通常是屏蔽線纜，線纜過長會有線纜阻抗，出現(xiàn)共模電壓和差模電壓，導(dǎo)致信號有直流量，影響放大電路的輸入電壓。故前端電路首先要處理的就是干擾、共模和差模信號，然后才是放大信號。 前置濾波多使用RC電路，根據(jù)ECG信號頻率，可知心電信號截止頻率為0.1Hz~200Hz處，通常將通帶范圍設(shè)定在該區(qū)域就可以保證獲取到正常的心電信號。但是心電監(jiān)護(hù)測量參數(shù)不僅僅包含心電信號，還有pace檢測和呼吸波（呼吸阻抗測量）。

Note: 人體呼吸運(yùn)動時，胸壁肌肉運(yùn)動導(dǎo)致胸廓交替變形，肌體組織的電阻抗也交替變化， 變化量約為0.1ohm~3ohm，稱為呼吸阻抗。 pace信號為起搏器（pace maker)所產(chǎn)生，形態(tài)上為脈沖信號，寬度為0.1ms~2ms，頻率約為500Hz~1kHz。 呼吸阻抗測量通常使用交流載波10kHz以上的信號。 綜上，需要考慮是否需要測量pace和呼吸波，據(jù)此可以得出前置濾波電路截止頻率設(shè)定一般為200Hz、1kHz、10kHz、30kHz、50kHz等。 使用TI TINA進(jìn)行RC仿真，電路如下所示。

LPecg 仿真結(jié)果如下所示。

LPecgresult 可見三者截止頻率（-3dB）分別為：2.37kHz，88kHz，4.8kHz。 第一個使用二級RC濾波電路，需要測量pace信號。 第二個使用一級RC濾波，需要測量pace和呼吸波。 第三個使用一級RC濾波，需要測量pace信號。 可見對于高于100kHz的信號均有抑制作用。

抗高頻干擾

ECG信號通過導(dǎo)聯(lián)線連接到電極上，電極粘貼在人體上。這部分信號會引入很多干擾，包括高頻和低頻信號。由于ECG有效信號為低頻信號，故使用低通濾波器濾除高頻信號。常使用RC濾波電路，有時為了增加滾降率（增強(qiáng)高頻衰減）使用多級RC濾波電路。 如上圖所示，若使用一級RC，則只有20dB/Decade，二級則有40dB/Decade，可以增強(qiáng)低通濾波器的抑制能力。

pace信號檢測

標(biāo)準(zhǔn)對需要捕獲的起搏器信號的高度和寬度等具體要求有所差異^3。

AAMI EC11:1991/(R)2001/(R)2007

EC13:2002/(R)2007, IEC60601-1 ed. 3.0b, 2005

IEC60601-2-25 ed. 1.0b

IEC60601-2-27 ed. 2.0, 2005

IEC60601-2-51 ed. 1.0, 2005

IEC60601-2-27規(guī)定： 設(shè)備須能夠顯示存在幅度為±2 mV至±700 mV、持續(xù)時間為0.5 ms至2.0 ms的起搏器脈沖的心電圖信號。顯示屏上的起搏器脈沖應(yīng)清晰可見，折合到輸入端(RTI)的幅度不得小于0.2 mV； AAMI EC11則規(guī)定： 設(shè)備須能顯示存在幅度為2 mV至250 mV、持續(xù)時間為0.1 ms至2.0 ms、上升時間少于100 μs且頻率為100 脈沖/分的起搏器脈沖的心電圖信號。對于持續(xù)時間為0.5 ms至2.0 ms（幅度、上升時間和頻率參數(shù)如上一句所規(guī)定）的起搏器脈沖，必須在心電圖中顯示該起搏器脈沖；顯示屏上應(yīng)予以清晰的展現(xiàn)，折合到輸入端的幅度不得小于0.2 mV。 因?yàn)閜ace信號中心頻率為5kHz，為了拾取pace信號，帶寬不能太低。若不需要pace信號，可以降低帶寬到200Hz。 對于pace信號，選擇5kHz之前的需要對pace信號進(jìn)行放大處理，因?yàn)闀坏屯V波器衰減。不過pace脈沖可達(dá)100mV，即使被衰減也不會比心電信號還難拾取，例如上圖中2.5kHz截止頻率造成pace信號變?nèi)鯙?.22*100mV=22mV，但是考慮到小幅度的pace信號還是要考慮后級放大處理，同時也要抑制原始ECG信號防止被放大從而干擾pace檢測，這也決定了通過硬件上檢測時要使用帶高通性質(zhì)的微分電路^4。 使用微分電路的優(yōu)點(diǎn)：

濾除原始心電信號

檢測脈沖上升沿和下降沿，而不是電平

隔離直流信號

能檢測出脈沖波的形態(tài)，檢測電平有可能會是階躍信號，而階躍信號不能識別為pace。

Note: 最小pace信號：100us/2mV 最大pace信號：2ms/700mV或者2ms/250mV

工作原理

具有放大功能的微分電路如下所示[^5]。

高通的截止頻率由C1和R1決定，C2進(jìn)行相位補(bǔ)償，R2調(diào)節(jié)比例。其中C1也可以稱為“隔直電容”，用于通交流阻直流。脈沖信號的交流部分通過，直流部分被抑制。 在后面使用雙路閾值（窗口閾值）比較電路進(jìn)行輸出（雙閾值表示上升沿閾值和下降沿閾值），如下圖所示。

使用2mV/100us的方波進(jìn)行仿真簡單的微分電路（高通濾波器），如下圖所示。

高通波形

微分電路仿真結(jié)果 在方波上升沿和下降沿都有電容放電現(xiàn)象，結(jié)果為斜波。下降/上升的時間與RC（時間常數(shù)）有關(guān)。 分析比較電路。V1>V2。Vout>V1時，輸出低電平。Vout

pace檢測電路 設(shè)定的閾值為2.7V/2.3V。 對2mV/100us脈沖進(jìn)行時域仿真，結(jié)果如下圖所示。

pace檢測電路仿真結(jié)果 在低于2.3V后輸出低電平，之后高于2.3V時輸出高電平。 其幅頻特性如下圖所示。

pace檢測電路幅頻特性 最大放大倍數(shù)為44.38dB=165，最小電壓為2.5-165*2m=2.17V，與仿真結(jié)果相差不大。 仿真原始文件見^6。

器件選擇

阻容

使用1%精度電阻，同時需要左WCA分析（Worst Case Analysis），看最差情況下的閾值范圍。

運(yùn)放

小信號的pace幅度只有2mV，大信號有700mV，采用放大電路放大該斜波輸入信號，則SR（壓擺率）=V/t。放大電路中運(yùn)放需要高帶寬，高壓擺率。 pace為高速信號，故宜采用高速比較器，同時tail-to-tail。

第二種電路

完整電路如下圖所示。采用雙電源供電，能保證負(fù)脈沖信號能檢測導(dǎo)。

pace檢測電路2 同樣，仿真結(jié)果如下圖所示。

pace檢測電路2仿真結(jié)果 幅頻特性如下圖所示。

pace2檢測電路幅頻特性 最大放大倍數(shù)為46dB=200，最小電壓為2.5-2m*200=2.1V，與仿真結(jié)果相差不大。 仿真原始文件見^7。

第三種電路

使用單電源，但是信號來源于PGA的輸出。基本電路如下圖所示。

后面是將U2運(yùn)放作為比較器使用，故當(dāng)VM2為負(fù)電平時無法起到放大作用，而輸出0（低電平）。該電路只能檢測出pace信號上升沿，不能檢測下降沿。R5為了保證輸入信號平衡，為R4||R6=4.1k。 VM2處信號的幅頻特性如下圖所示。

最大放大倍數(shù)為48.48dB=265，最小電壓為2m*265=0.53V，與仿真結(jié)果相差不大。

抗工頻干擾

工頻干擾來自常規(guī)用電中的交流電。由于市電為交流電，所有使用市電的設(shè)備都會與人體產(chǎn)生同頻的干擾，導(dǎo)致干擾會通過導(dǎo)聯(lián)線進(jìn)入系統(tǒng)。如下圖所示。

市電網(wǎng)絡(luò)與人體，人體和大地都有等效電容存在，而市電為交流，則人體上會有分壓，頻率與市電一樣。其產(chǎn)生的微弱電流為“位移電流”。 以單導(dǎo)測量為例，分析“位移電流”的影響。如下圖所示。

位移電流idb會造成共模電位Vc=idb*ZG，該共模電壓為Vc，阻抗為Zin。兩個電極位置的阻抗分別為Z1和Z2，則Vout計算公式如下圖所示。

先后為差模電壓放大Gd倍，然后是屏蔽電纜共模差壓放大Gd倍，最后是差分信號放大Gd倍。 從公式中可知，Vc對輸出有影響，其與運(yùn)放的CMRR有關(guān)，與電極位置的阻抗和運(yùn)放的輸入阻抗有關(guān)。為了減小影響，可以做以下措施：

提高CMRR

提高輸入阻抗

降低電極位置的阻抗差異

對于浮地設(shè)備，電纜也會引入干擾。如下圖所示。

假定：引線1中的電流是id1，引線2中的電流是id2，接地回路的電流=id1+ id2。因Z1和Z2的不一致而轉(zhuǎn)變?yōu)椴钅ｋ娢唬篤+ –V- = id1Z2 – id2Z1= id (Z2 –Z1)。為了降低電纜造成的干擾，可以做以下措施：

降低電極位置的阻抗差異

降低id，將屏蔽線接地

電纜上得分布電容C1、C2一般為100pF/m。 如果直接使用市電供電，一定會引入工頻干擾。針對措施有以下幾種：

屏蔽驅(qū)動

電纜的干擾是由于市電與電纜，電纜和地之間有等效電容（屏蔽線接地），產(chǎn)生感應(yīng)電流（或者也可以是電容分壓）。如下圖所示。

加入共模電壓為Vc，如下圖所示。

由于Rs、C不一樣，導(dǎo)致進(jìn)入運(yùn)放得Uic1和Uic2不一樣，產(chǎn)生差模電壓Uid。其產(chǎn)生原因如下圖所示。

在屏蔽線上得電壓因?yàn)镽s、C不一樣而不同，產(chǎn)生了電流ic（即id），導(dǎo)致輸入電壓不同。計算公式如下圖所示。

其分母為共模電壓。 通過屏蔽驅(qū)動，將中心電平反饋導(dǎo)屏蔽線上，使分布為心電信號。如下圖所示。

最終，分母為Uid（Uic+Uid/2-Uic=Uid/2），即心電信號，極大得降低了因分布電容和電阻不同導(dǎo)致得差模電壓，消除了共模電壓產(chǎn)生得差模電壓。 屏蔽驅(qū)動是將差分輸出的中心電壓通過緩沖輸出導(dǎo)屏蔽現(xiàn)上。

右腿驅(qū)動

右腿驅(qū)動電流消除人體“位移電流”產(chǎn)生的影響。原理圖如下所示。

人體位移電流產(chǎn)生的共模電壓Vc，通過放大電路反向放大后輸出Vo，其相位與Vc相反，從而達(dá)到抵消的作用（電流也是相反）。上圖的等效公式如下所示。

具體工作原理可參考[^8][^9]。 一般將屏蔽驅(qū)動的輸出給右腿驅(qū)動的輸入，進(jìn)行反向放大。 使用過程中，要考慮整個系統(tǒng)因?yàn)槠帘悟?qū)動和右腿驅(qū)動構(gòu)成了二級反饋閉環(huán)系統(tǒng)，整個系統(tǒng)存在穩(wěn)定性問題。其中右腿驅(qū)動電路為放大電路，需要做好相位補(bǔ)償和穩(wěn)定性分析。 TI提供了屏蔽驅(qū)動和右腿驅(qū)動的仿真電路，見[^10]

電氣隔離

使用隔離變壓器、隔離放大器、光耦，將市電與板卡隔離，可以有效的降低工頻干擾。

等效輸入阻抗

輸入阻抗是指一個電路的輸入端的等效阻抗。可以理解為在輸入端加上電壓源U，測量輸入端電流I，輸入阻抗Rin就等于U/I（將所有電路元件作用的效果總和，等效到一個電阻Rin上）。 等效輸入阻抗對于前級電路的濾波電容有一定的要求，這個要根據(jù)標(biāo)準(zhǔn)要求進(jìn)行合理設(shè)置。根據(jù)標(biāo)準(zhǔn)要求，單端輸入阻抗要大于2.5Mohm@（0.67~40Hz，交流阻抗）。由于RC后級電路的阻抗一般很高（100M以上），故輸入阻抗跟小值相關(guān)，即與RC有關(guān)，則輸入阻抗為Rf+Cf=Rf+1/2ΠfCf≥2.5M，則Cf≤1/（2.5M-Rf）2Πf≤1/（2.5M*2Πf）=0.0016uF=1.6nF=1600pF，即使預(yù)留一倍空間也是800pF（其中不考慮Rf可以算小值）。 故RC電路的電容總值不能高于1600pF。 輸入阻抗的要求對運(yùn)放的選擇進(jìn)行了限制，因?yàn)樾碾娦盘栁⑷酰梭w阻抗高，所以必須用高阻抗的運(yùn)放才可以分壓分到足夠多。一般使用儀表放大器。

ESD保護(hù)

在導(dǎo)聯(lián)線連接板卡的入口加上ESD管對地或者對電源，進(jìn)行靜電保護(hù)。有時為了保護(hù)后端的放大器，需要使用TVS管進(jìn)行鉗位。 ESD保護(hù)和TVS管鉗位都需要保證符合標(biāo)準(zhǔn)中對于人體漏電流的要求，即單個電極流入人體的電流為0.1uA和總電流為1uA。選擇保護(hù)管時需保證反向漏電流為0.1uA以下。 ESD保護(hù)對于雙電源結(jié)構(gòu)的，需要正向和方向都進(jìn)行保護(hù)。

抗除顫

除顫信號功率很大，會直接通過導(dǎo)聯(lián)線進(jìn)入系統(tǒng)，為了保護(hù)后端電路，有兩種方式：

導(dǎo)聯(lián)線接口上埋入抗除顫電路

板卡上在導(dǎo)聯(lián)線接口出按照氖管

原理上都是盡量吸收掉除顫電流，前者通過電阻發(fā)熱消耗掉，后者通過電容儲能。 EC13關(guān)于除顫測試電路如下圖所示。

C=32uF L=25mH R+RL≤11ohm RL為DC的內(nèi)阻。 測試步驟：Charge the capacitor to 5000 V, with switch S1 in position A and switch S2 closed. Discharge is accomplished by actuating S1 to position B for a period of 200 ± 100 ms. The capacitor must be disconnected to remove residual voltages and allow recovery to commence. The discharge test is applied at 20 s intervals in those cases where more than one discharge is indicated 。 先S1撥到A，然后撥到B放電。測試過程中S2始終閉合保持10Hz信號源短路（用于多次除顫后測試設(shè)備是否正常的信號源）。持續(xù)100~300ms，間隔20s。

除顫電阻的選擇

使用抗除顫電阻時，使用該電路仿真^15，計算除顫電阻的功率。仿真圖如下所示。

使用時控開關(guān)控制電源，從結(jié)果可以看出在抗除顫電阻R4上有個脈沖波形，產(chǎn)生了脈沖電流和電壓。峰值功率為30W，峰值電壓達(dá)到1.72kV，脈沖時間大概為20ms。電阻必須能耐受這樣的條件，否則無法滿足要求。 由于波形近似為三角波，需要等效為脈沖方波（一般Datasheet中會有脈沖方波與峰值功率的對于曲線）。等效原理如下圖所示。

其他波形等效如下圖所示。

示例中時間常數(shù)t=7.15ms，故等效脈沖寬度T=7.15ms/2=3.575ms。 峰值功率為P=(1.72kV)^2/100k=29.584W，仿真結(jié)果為30W。 則100k電阻需滿足：1.72kV/3.575ms脈寬的脈沖信號峰值功率能達(dá)到30W。 若考慮降額，比如以60%為準(zhǔn)。則脈沖電壓為1.72kV/0.6=2.87kV，脈沖功率為30W/0.6=50W。

陶瓷氣體放電管的選擇

除顫脈沖信號峰值電壓為5kV，可選擇陶瓷氣體放電管（氖管）將電壓降低到幾十伏，然后通過鉗位二極管鉗位到電源電壓。（陶瓷氣體放電管^12英文名稱為Gas Discharge Tubes） 一般來說，當(dāng)擊穿電壓超過系統(tǒng)絕緣的耐電強(qiáng)度時，放電管被擊穿放電，從而在短時間內(nèi)限制浪涌電壓及減少干擾 能量。當(dāng)具有大電流處理能力的弧光放電時，由于弧光電壓低至幾十伏，可以防止浪涌電壓進(jìn)一步上升。氣體放電 管即利用這一自然原理實(shí)現(xiàn)了對浪涌電壓的限制^13。 GDT電容容量一般為pF級別，將仿真文件中的100k電阻換成1pF電容，仿真得電容兩端得脈沖信號最大值為700V/19.6ms，該值為需要考慮得脈沖擊穿電壓。 由于GDT最終電壓會在10~35V，此時需要考慮該電壓與系統(tǒng)電壓差造成得最終電流，是否會導(dǎo)致弧光放電狀態(tài)持續(xù)，弧光放電持續(xù)會導(dǎo)致GDT處于“短路”狀態(tài)（弧光形成形成通路）。 在快速脈沖沖擊下，陶瓷氣體放電管氣體電離需要一定的時間（一般為0.2～0.3μs，最快的也有0.1μs左右），因而有一個幅度較高的尖脈沖會泄漏到后面去。若要抑制這個尖脈沖，有以下幾種方法：a、在放電管上并聯(lián)電容器或壓敏電阻；b、在放電管后串聯(lián)電感或留一段長度適當(dāng)?shù)膫鬏斁€，使尖脈沖衰減到較低的電平；c、采用兩級保護(hù)電路，以放電管作為第一級，以TVS管或半導(dǎo)體過壓保護(hù)器作為第二級，兩級之間用電阻、電感或自恢復(fù)保險絲隔離^14。 由于除顫仿真電路一樣，可知GDT得脈沖擊穿電壓在600~800V之間。而直流擊穿電壓應(yīng)該大于系統(tǒng)電源電壓，否則會導(dǎo)致其直流擊穿導(dǎo)通。TVS管選擇直流擊穿電壓作為反向擊穿值，鉗位電壓為系統(tǒng)電源電壓，防止直流情況下GDT直流擊穿導(dǎo)通。

抗電刀

電刀為高頻干擾，為幾百KHz頻率。常用的做法是，電纜中埋電感，使用低通濾波器抑制高頻。同時電刀有輻射干擾，給模擬電路甚至整個板卡裝上屏蔽罩都是需要的。

Reference

[^5]:Hardware Pace using Slope Detection [^8]:Improving Common-Mode Rejection Using the Right-Leg Drive Amplifier[^9]:Driven-Right-Leg-Circuit-Design[^10]:TI右腿驅(qū)動仿真電路

來源于ADI的一篇文檔^1，關(guān)于交流耦合和直流耦合電路的介紹

心電信號的采集電路，從信號鏈的架構(gòu)上可以分為兩類：交流耦合、直流耦合。

交流耦合

交流耦合電路使用分立器件，使用電容的隔直功能將心電信號提取出來。基本架構(gòu)如下圖所示。

交流耦合建構(gòu) 信號通過抗除顫、抗靜電保護(hù)，經(jīng)過低通濾除高頻干擾，進(jìn)入全差分放大電路低倍放大后，使用高通濾除低頻干擾，然后經(jīng)過高倍放大，最后進(jìn)入低精度ADC轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號。 由于使用了電容的交流耦合功能，對于低頻的肌電干擾、工頻干擾和基線漂移抑制作用較低。因?yàn)楦咄ǖ慕刂诡l率設(shè)置的為心電的最低頻率0.1Hz左右，對于50Hz/60Hz、1Hz這種信號無法濾除，電路本身的缺點(diǎn)導(dǎo)致信號的質(zhì)量不佳。 上面的架構(gòu)，為了提高信號質(zhì)量，也要做屏蔽驅(qū)動、右腿驅(qū)動電路，甚至需要做WCT（威爾遜中心點(diǎn)）。 使用TI-TINA對該架構(gòu)進(jìn)行仿真，如下圖所示。

交流耦合仿真電路 將皮膚阻抗，線纜分布電容、電阻都考慮在內(nèi)，使用屏蔽驅(qū)動和右腿驅(qū)動，通過差分放大（此時輸出的信號為直流耦合信號），經(jīng)過大電容耦合（此時為交流耦合信號），最終經(jīng)過高倍放大輸出信號。 差分放大11倍，后級放大80倍，總共880倍。 使用真實(shí)信號進(jìn)行仿真，結(jié)果如下圖所示。

交流耦合仿真電路-結(jié)果 VG1為共模工頻干擾，經(jīng)過屏蔽驅(qū)動和右腿驅(qū)動后輸出反相信號VF2，正好與VG1抵消。從結(jié)果上看工頻干擾已被濾除，心電信號經(jīng)過前級匹配電路時有衰減，但是經(jīng)過后級放大，信號范圍為：2~4V，已達(dá)到常規(guī)ADC的識別范圍。 再來分析下CMRR，將差分的正相、反相輸出短路，使用VG1作為共模輸入信號，仿真VF1的頻率特性，對右腿電路中的RG進(jìn)行掃描仿真（設(shè)置值范圍為100K~10M）。如下圖所示。

交流耦合仿真電路-CMRR結(jié)果 可見，對于1kHz以下的信號，CMRR<-100dB，抑制能力很高。 下面對穩(wěn)定性進(jìn)行仿真（將屏蔽驅(qū)動去掉），如下圖所示。

交流耦合仿真電路-震蕩 可見，使用初始條件（1mV）進(jìn)行仿真會出現(xiàn)震蕩，說明右腿不穩(wěn)定。 給右腿加上相位補(bǔ)償后，如下圖所示。

交流耦合仿真電路-補(bǔ)償后不震蕩 通過穩(wěn)定性分析，如下圖所示（這里使用[^4]的仿真方式，與TI教程中所述不同，后續(xù)會對穩(wěn)定性分析進(jìn)行說明）。

交流耦合仿真電路-穩(wěn)定性分析 Aol與1/β的幅頻曲線滾降差值小于40dB/Decade，系統(tǒng)為穩(wěn)定狀態(tài)。至于相位補(bǔ)償?shù)闹悼梢詤⒖糩^2]來設(shè)定。 對于消費(fèi)類電子，上面的優(yōu)化可以省略，右腿驅(qū)動直接接地，然后對地取各肢體導(dǎo)聯(lián)的信號，最終通過加減法算出通道的值。

交流耦合建構(gòu)2 在ADI的文檔中如下圖所示。

交流耦合電路 該消費(fèi)類對于干擾抑制較低，只有在平靜且空曠的環(huán)境或者家居環(huán)境下才能達(dá)到較好的效果。 交流耦合電路需要將心電信號放大到MCU內(nèi)部ADC的識別要求，一般需要放到800~1000倍甚至更高，以達(dá)到ADC采樣要求。當(dāng)然放大倍數(shù)越高導(dǎo)致噪聲放大越高，共模抑制比相應(yīng)降低，而低精度的ADC轉(zhuǎn)換后的信號質(zhì)量也會降低。

直流耦合

直流耦合電路相對來說簡單許多，其通過保護(hù)電路后，直接經(jīng)過低通濾波，然后進(jìn)入集成芯片中。

直流耦合建構(gòu) 當(dāng)然，集成芯片內(nèi)部的電路架構(gòu)跟交流的相似，都是內(nèi)部差分放大、內(nèi)部WCT和RLD。但是直流耦合不適用高通濾波器來拾取心電信號，而是直接獲取整個帶直流的信號，經(jīng)過算法處理來達(dá)到基線糾偏、高頻濾波等功能。 直流耦合內(nèi)部使用ΣΔ ADC，可以達(dá)到很高位數(shù)（高精度），可以獲取到uV甚至nV級別的信號。而心電信號本身只有mV，高精度的ADC采樣能獲取準(zhǔn)確的心電信號。多余的工作交給算法來處理，可以極大的降低硬件成本，而效果還可以得到提高。 直流耦合和交流耦合比較如下表所示。

直流交流耦合建構(gòu)比較 目前，大部分心電電路使用直流耦合架構(gòu)，然后使用專業(yè)的算法來處理數(shù)據(jù)。 以上仿真文件，見[^3]

以《YY 0885-2013 醫(yī)用電氣設(shè)備 第2部分：動態(tài)心電圖系統(tǒng)安全和基本性能專用要求》為準(zhǔn) 通過仿真分析，判斷電路是否滿足規(guī)范要求。

范例

引用一個Holter的技術(shù)指標(biāo)，用于說明標(biāo)準(zhǔn)^1。部分技術(shù)指標(biāo)如下圖所示。

其頻率響應(yīng)為0.05Hz~60Hz。查看標(biāo)準(zhǔn)P15頁（51.5.9）章，如下圖所示。

由于頻率為帶通，高通截止頻率為0.67Hz或者0.05Hz，低通截止頻率為40Hz或者55Hz。 先對0.67Hz和0.05Hz進(jìn)行仿真^2。仿真電路如下圖所示。

使用3mV/100ms方波信號，觀察輸出波形。仿真結(jié)果如下圖所示。

YY0885-頻率響應(yīng)指標(biāo)——仿真電路結(jié)果 可見，由于20k的對地電容，放電較快，斜率較高。而300k對地電容放電慢，斜率低。 從圖中可見300k電阻的斜率基本為0，計算得20k電阻得斜率為15.43mV/s，而300k電阻斜率為0.237mV/s，可見后者滿足標(biāo)準(zhǔn)要求。

YY0885-頻率響應(yīng)指標(biāo)——仿真電路結(jié)果2 這也說明只有截止頻率為0.05Hz時才能滿足a）測試條件。 實(shí)際應(yīng)用中心電信號本身的最低頻率就是0.05Hz，如果高于該頻率，會導(dǎo)致心電信號畸變。