隨著我國科技的發展和工業化進程的進一步提高，對通信開關電源和電力操作直流電源的效率、功率密度、可靠性和EMI 等提出了更高的要求。因此就需要采用新的主電路拓撲結構和采用新的PWM控制模式。

目前研究較多的就是移相全橋軟開關PWM 變換器的電路拓撲。其PWM控制模式也有電壓模式控制和電流模式控制兩種。傳統的開關電源普遍采用電壓模式控制的PWM技術，但在此控制模式下系統的動態響應速度比較慢。峰值電流模式控制的PWM技術正是針對電壓模式控制PWM技術的缺點發展起來的。

該模式控制因動態響應速度快、補償電路簡化、增益帶寬大、易于均流等優點而被廣泛應用。在移相全橋變換器中，控制策略多采用峰值電流模式控制。

2 兩種PWM控制模式基本原理及特點

2.1 兩種PWM控制模式的基本原理

圖1(a)為電壓模式控制的PWM原理圖。由圖可以看出電壓模式控制只有一個電壓反饋閉環，采用脈沖寬度調制法。它工作的基本原理是：輸出電壓Uo與參考電壓Uref經誤差放大器EA放大后得到了一個誤差電壓信號Ue，Ue再與振蕩電路產生的固定鋸齒波電壓經PWM比較器COM比較,由鎖存器輸出占空比隨誤差電壓信號Ue變化的一系列脈沖。圖1(b)為峰值電流模式控制的PWM原理圖。由圖可以看出，它是一個雙閉環控制系統，電壓外環控制電流內環。

它工作的基本原理是：輸出電壓Uo與參考電壓Uref經誤差放大器EA放大后得到一個誤差電壓信號Ue，Ue再與電感電流的采樣電壓Ur比較，由恒頻時鐘脈沖置位鎖存器輸出脈沖。當Ur幅度達到Ue電平時，PWM比較器的狀態反轉，鎖存器復位，驅動撤除，功率管關斷，電路逐個地檢測和調節電流脈沖，由此控制電源輸出的電壓。

(a)電壓模式控制 (b)峰值電流模式控制

圖1 電壓模式控制和峰值電流模式控制PWM原理圖

2.2 兩種PWM控制模式的特點

電壓模式控制采用單一反饋電壓閉環設計，因此調試比較容易。此外PWM比較器的鋸齒波振幅較大，在調制過程具有較好的抗噪聲裕量。且它的低阻抗功率輸出，對多輸出電源具有較好的交互調節特性。但它對輸入電壓的變化動態響應速度較慢，且輸出的LC濾波器又給控制環增加了雙極點，在補償設計誤差放大器時就需要將主導極點低頻衰減，或是增加一個零點進行補償。

峰值電流模式控制PWM是雙閉環控制系統，電壓外環控制電流內環。電流環只負責輸出電感的動態變化，而電壓環僅需控制輸出電容，不必控制LC儲能電路。因此峰值電流模式控制PWM具有比電壓模式控制大得多的帶寬。它具有以下優點：(1)具有良好的線性調整率和快速的輸入輸出動態響應；(2)固有的逐個脈沖電流限制，簡化了過載保護和短路保護，在推挽電路和全橋電路中具有自動磁通平衡功能；(3)消除了輸出濾波電感帶來的極點和系統的二階特性，使系統不存在有條件的環路穩定性問題，具有最佳的大信號特性；(4)多電源單元并聯易

于實現自動均流。但它同時又具有以下缺點：(1)需要雙環控制，增加了電路設計和分析的難度；(2)電流上升率不夠大，在沒有斜坡補償時，當占空比大于50 %時，控制環變得不穩定，抗干擾性能差；(3)控制信號來自輸出電流，功率級電路的諧振會給控制環帶來噪聲；(4)控制環控制電流，使負載調整率變差，在多路輸出時，需要耦合電感實現交互調節。

3 峰值電流模式控制的穩定性分析及斜坡補償

3.1 峰值電流模式控制的穩定性分析

采用峰值電流模式控制的電路，在沒有斜坡補償時，當占空比大于50 %時，控制環就會變得不穩定，其具體原因分析如下。圖2 中，Ve 是誤差放大器輸出的誤差電壓信號，△Io 是擾動電流，m1、m2分別是電感電流的上升沿及下降沿斜率。實線為實際輸出的電感電流，虛線為無擾動時的電感電流。由于開關頻率通常都較高，因此這里假定在

開關周期內，電感電流是線性變化的。令e為△Io所引起的偏差，根據幾何關系，可得相鄰開關周期內e的遞推表達式：

（1）

則第n周期的誤差：

（2）

因此當m1>m2時，也就是占空比小于50％，誤差是收斂的，其頻率為開關頻率的1/2，振幅逐漸趨向于零，系統是穩定的；而當m1時，此時占空比大于50％，誤差是發散的，系統不穩定。

(a)占空比小于50％

(b)占空比大于50％

圖2 峰值電流模式控制系統中電感電流對擾動的響應

3.2 斜坡補償原理

由上述分析知，當占空比大于50％時，此時電感電流上升率小于電感電流下降率，系統是不穩定的。為了解決這一問題，需要引入斜坡補償，如圖3所示。

圖3 峰值電流模式控制的斜坡補償

圖中m為補償斜率，由幾何關系可知，加入斜坡補償后的誤差遞推表達式為：

（3）

因此選擇合適的m，就可以使

<1< span=""> （4）

滿足（4）式就可確保系統的穩定性。由圖3和上面的補償后的誤差表達式可知，當選擇補償斜率m等于電感電流下降沿的斜率m2，這時擾動信號在一個周期內就完成了校正，如圖4所示。

圖4 補償坡度等于m2的斜坡補償

3.3 斜坡補償電路設計

根據圖1峰值電流控制的電路圖可以看到，加入斜坡補償有兩種方法。一種是將斜坡補償信號加到電流檢測信號中，也就是加到PWM比較器的同相端。另一種是將斜坡補償信號從誤差電壓信號中減去，實際上間接加到PWM比較器的反相端。由于第二種方法的斜坡補償信號不是直接加到PWM比較器上的，實現起來就相對困難些。因此我們主要討論第一種方法的實現。

圖5為斜坡補償簡化電路。從圖中可以看出，鋸齒波輸入腳RAMP的信號為原邊的電流信號和晶振腳Vslope的輸出信號疊加得到的。

圖5 斜坡補償的簡化電路

圖6為斜坡補償的等效電路，由此可以算出斜坡補償后加到芯片鋸齒波輸入腳的電壓：

（5）

圖6 斜坡補償等效電路

因此斜坡補償電壓。由前面分析知，當選擇補償斜率m等于電感電流下降沿的斜率m2時，擾動信號在一個周期內就完成了校正。但在實際應用時，根據經驗常選m在0.5～1之間。令，可得到補償的鋸齒波斜率：

。 （6）

對于BOOST電路,電感電流上升的斜率： （7）

由于輸入電壓隨電網變化,所以補償值不恒定,這樣對于固定補償網絡，很多時候會發生過補償或補償不足，降低了電路的性能并導致波形畸變, 因此BOOST電路通常不采用峰值電流模式控制。而對于BUCK型移相全橋變換器電路，有

（8）此時斜坡補償值恒定且容易計算。

4移相全橋零電壓開關變換器控制電路的設計

美國Unitrode公司針對移相控制方案推出了UC3875芯片。該集成電路用一個半橋支路對另一個半橋支路的移相開關實行全橋功率級的控制，使得固定PWM與諧振零電壓開關相結合，在高頻具有高效性能。它主要包括以下九個方面的功能：工作電源、基準電源、振蕩器、鋸齒波、移相控制信號發生電路、過流保護、死區時間設置、輸出級、誤差放大器和軟啟動。該PWM控制器使移相全橋變換器控制電路的設計大為簡化。控制電路主要可分為如下幾部分：電路的參數設置，電壓電流反饋環節，輸出電流限制，電路的保護等。下面主要討論峰值電流模式控制下的斜坡補償問題，其它的在此均不作討論。

由前面分析可知，采用峰值電流模式控制需要進行斜坡補償。UC3875芯片內部有鋸齒波發生器和斜坡補償電路。斜坡設置腳SLOPE與某一個電源Vx之間接一個電阻Rslope，為鋸齒波腳RAMP提供一個電流為的恒流源，其中Vx通常接芯片的基準電源Vref。在RAMP腳與信號地GND之間接一個電容Cramp，就決定了鋸齒波的斜率：

（9）

另外，選定了Rslope和Cramp，同時也就決定了鋸齒波的幅值，其中T為鋸齒波產生的周期。把此固定斜率的鋸齒波輸入到PWM比較器就構成了電壓控制型。若在此基礎上，把原邊電流采樣信號疊加在RAMP腳作電流取樣輸入到PWM比較器，就構成了峰值電流模式控制。具體接法如圖7所示。則需要補償的斜率：

＝ （10）

根據上面所述就可計算出斜坡補償電路的參數。

圖7 移相全橋零電壓開關變換器的控制電路

5結論

峰值電流模式控制的系統穩定性好，響應速度快，實現也很容易，并且能夠限制電路中的峰值電流，從而保護器件。對此控制電路采用斜坡補償可以增加電路穩定性，改善電路的性能, 特別對占空比大于50％的電路,進行斜坡補償是必要的。實驗表明，采用此控制策略應用在移相全橋變換器中，明顯的改善了系統的性能。