該拓?fù)涫褂脙蓚€(gè)以 180° 異相運(yùn)行的相位，使用單個(gè)直流阻斷電容器 Cb，利用兩相架構(gòu)提供的紋波電流消除，并降低 Cb 中的均方根 (RMS) 電流應(yīng)力。調(diào)整 Lb1 和 Lb2 來處理 TCM 運(yùn)行所需的高頻交流紋波電流，從而消除 TCM 中使用的電感器所需的直流偏置負(fù)擔(dān)。為 Lb1 和 Lb2 使用鐵氧體磁芯，確保在存在零電壓開關(guān) (ZVS) 所需的高磁通擺幅的情況下具有低損耗。Lg1 和 Lg2 的值大于 Lb1 和 Lb2（約大 10 倍），可防止大部分高頻電流流入輸入源，進(jìn)而改善 EMI。此外，由于 Lg1 和 Lg2 中的紋波電流較低，因此可以使用成本更低的磁芯材料。圖 1 還顯示了適用于電感器和開關(guān)節(jié)點(diǎn)的紋波電流包絡(luò)。

交流壓降技術(shù)挑戰(zhàn)

要強(qiáng)調(diào)的第一個(gè)挑戰(zhàn)是，在交流輸入電壓消失時(shí)會(huì)生成反向電流。由于圖騰柱 PFC 拓?fù)渲械乃虚_關(guān)都是雙向的，因此在去除交流電源時(shí)，必須盡快關(guān)斷作為同步整流器運(yùn)行的 FET。這種關(guān)斷可防止產(chǎn)生負(fù)向電流，從而避免輸出電壓的放電，并減少可用的保持時(shí)間。圖 2 展示了在正半周期內(nèi)為同步導(dǎo)通間隔生成此負(fù)向電流的路徑。此外，關(guān)斷同步整流器過程中出現(xiàn)任何較大延遲也會(huì)導(dǎo)致出現(xiàn)一個(gè)大電流尖峰，該電流尖峰會(huì)激活過流保護(hù) (OCP)。例如，如果同步整流器在沒有輸入電壓時(shí)保持導(dǎo)通，則您可以解算在生成 70A 電流所花的時(shí)間（即 2.5μs）內(nèi)的

這么短的時(shí)間會(huì)給交流壓降檢測帶來一個(gè)重大問題，因?yàn)樵谙到y(tǒng)觸發(fā) OCP 或造成損壞之前，交流壓降檢測需要及時(shí)識(shí)別問題并停止開關(guān)操作。

圖 2: 同步整流器 S21 延遲關(guān)斷 Vdc 放電路徑

第二個(gè)挑戰(zhàn)是，在恢復(fù)交流電后恢復(fù) PFC 的運(yùn)行。此事件的核心問題來自這樣一個(gè)事實(shí)：PFC 上的旁路二極管將輸出電壓充電至輸入正弦波的峰值，當(dāng)輸出電壓降至遠(yuǎn)低于這個(gè)峰值時(shí)，在高壓線路上最容易發(fā)生這種情況。在此類事件期間，轉(zhuǎn)換器沒有用于停止電流的機(jī)制，從而使浪涌電流變得非常大。在此類事件期間，如果不恰當(dāng)?shù)乜刂崎_關(guān)，則會(huì)使電感器飽和、觸發(fā) OCP 事件并進(jìn)一步使輸出電壓放電，從而使情況變得更糟。由于為 Lb1 和 Lb2 使用了小數(shù)值電感器，iTCM 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)經(jīng)常在較高的頻率范圍內(nèi)運(yùn)行，這會(huì)進(jìn)一步增加對(duì)精確控制算法的需求。

交流壓降解決方案

為了精確地確定是否存在交流輸入，該解決方案使用虛擬交流輸入信號(hào)來監(jiān)控實(shí)際交流輸入的完整性。通過測量輸入電壓幅度、頻率和相位來生成此虛擬信號(hào)，因此在正常運(yùn)行期間，它可以很好地跟蹤實(shí)際交流輸入的 50Hz 和 60Hz 分量。該系統(tǒng)可以比較實(shí)際輸入與虛擬輸入，從而輕松地識(shí)別是否存在交流輸入電壓。這兩個(gè)信號(hào)之間的差值如果出現(xiàn)任何突然變化，則表明存在輸入瞬態(tài)事件。此瞬態(tài)事件用于檢測交流輸入電壓的損失和恢復(fù)。圖 3 展示了虛擬交流輸入以及發(fā)生壓降事件期間的實(shí)際輸入。

圖 3: 交流輸入壓降與虛擬交流信號(hào)

圖 4 展示了控制壓降和恢復(fù)過程的狀態(tài)機(jī)。在啟動(dòng)期間，系統(tǒng)會(huì)經(jīng)歷初始化周期（同步初始化），系統(tǒng)在這個(gè)過程中確定 RMS 輸入電壓幅度。它使用軟件鎖相環(huán) (SPLL) 來確保 Vac,virtual 的相位與 Vac,actual 的相位匹配。鎖定 SPLL（同步開啟）后，處理器會(huì)監(jiān)控 Vac,actual/Vac,virtual 之間的比率（請(qǐng)參閱圖 3）。如果此比率小于目標(biāo)閾值，則聲明壓降事件且開關(guān)立即停止（停止?fàn)顟B(tài)）。此時(shí)，系統(tǒng)會(huì)清除發(fā)生的任何故障并進(jìn)入待機(jī)狀態(tài)（就緒），在此狀態(tài)下，系統(tǒng)會(huì)監(jiān)控 Vac,actual/Vac,virtual 比率來確定該比率何時(shí)高于恢復(fù)閾值。狀態(tài)機(jī)確定交流已恢復(fù)之后，它會(huì)立即恢復(fù)開關(guān)并重新同步 SPLL（恢復(fù)狀態(tài)）。通過將 Vac,actual/Vac,virtual 比率與 SPLL 結(jié)合使用，該算法能夠確定任何輸入電壓或頻率下的交流壓降和恢復(fù)時(shí)間。此外，由于該算法始終會(huì)監(jiān)視 Vac,actual/Vac,virtual 比率，而基于電平的傳統(tǒng)解決方案要檢測交流輸入電壓何時(shí)變?yōu)榱悖虼怂梢员葌鹘y(tǒng)解決方案更快響應(yīng)。基于電平的壓降監(jiān)測會(huì)產(chǎn)生延遲，從而導(dǎo)致產(chǎn)生大的電流尖峰和明顯的反向電流。

圖 4: 交流壓降和恢復(fù)狀態(tài)機(jī)

結(jié)果

圖 5 展示了在交流壓降和恢復(fù)事件期間使用上述算法的兩相 iTCM 圖騰柱 PFC 的性能。60Hz 時(shí)的交流輸入電壓為 230VRMS，輸出電壓為 400V。負(fù)載為恒流 5kW（400V、12.5A），會(huì)出現(xiàn) 20ms 的交流壓降事件。為了對(duì)系統(tǒng)產(chǎn)生最壞情況應(yīng)力，移除了交流電，使其在交流線路周期的峰值時(shí)重新接入。這是浪涌電流的最壞情況，因?yàn)楫?dāng)交流線路峰值超過 VOUT 時(shí)，輸入旁路二極管會(huì)導(dǎo)致大量浪涌電流進(jìn)入輸出電容器。

圖 5 中的波形還提供事件恢復(fù)部分的放大圖像。我們可以清楚地看到，PFC 開關(guān)電流得到良好控制，低于 GaN FETOCP 限制。最小的反向電流可防止 VOUT 的不必要放電。此外，因?yàn)樵撍惴軌蜉p松確定輸入電壓是高于還是等于輸出電壓，所以旁路二極管的導(dǎo)通間隔沒有異常行為。

圖 5: 5kW 時(shí)的交流壓降和恢復(fù)性能

除了交流壓降，該設(shè)計(jì)還提供低 THD、高效率、高功率密度和快速負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)。