【LLC眾籌】張飛60小時精通半橋LLC諧振電源設(shè)計教程，眾籌最后6天！ >點此立即眾籌<

不斷增加的開關(guān)電源功率密度，已經(jīng)受到了無源器件尺寸的限制。 采取高頻運行，可以大大降低無源器件，如變壓器和濾波器的尺寸。 但是過高的開關(guān)損耗勢必成為高頻運行的一大障礙。 為了降低開關(guān)損耗和容許高頻運行，諧振開關(guān)技術(shù)已經(jīng)得到了發(fā)展。這些技術(shù)采用正弦方式處理電力，開關(guān)器件能夠?qū)崿F(xiàn)軟轉(zhuǎn)換。 使得開關(guān)損耗與噪聲大為降低。

在各種類型的諧振轉(zhuǎn)換器中，最簡單和最普遍的諧振轉(zhuǎn)換器為 LC 串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器，其中整流器-負(fù)載網(wǎng)絡(luò)與 LC 諧振網(wǎng)絡(luò)串聯(lián)，如 圖 1 [2-4]所示。 在該電路結(jié)構(gòu)中，LC諧振網(wǎng)絡(luò)與負(fù)載一起形成分壓器。 通過改變驅(qū)動電壓Vd的頻率，可以改變該諧振網(wǎng)絡(luò)的阻抗。輸入電壓在諧振網(wǎng)絡(luò)阻抗與反射負(fù)載之間進行分壓。由于分壓作用，LC 串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器的 DC 增益總是小于1。在輕載條件下，相比諧振網(wǎng)絡(luò)的阻抗而言，負(fù)載阻抗很大。全部輸入電壓都被施加到負(fù)載上。 這使得輕載下很難調(diào)節(jié)輸出。 在空載時，為了能夠調(diào)節(jié)輸出，理論上諧振頻率應(yīng)該為無限大。

為了打破串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器的限制，LLC諧振轉(zhuǎn)換器已經(jīng)獲得提出[8-12]。 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器是一種改進型的LC 串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器，通過在變壓器初級繞組放置一個并聯(lián)電感而得以實現(xiàn)，如圖 2所示。 采用并聯(lián)電感可以增加初級繞組的環(huán)流，有利于電路運行。 由于這個概念不直觀，在該拓?fù)涫状翁岢鰰r沒有受到足夠的重視。 然而在開關(guān)損耗相比通態(tài)損耗占主導(dǎo)比重的高輸入電壓應(yīng)用中，卻有利于效率的提高。

在大多數(shù)實際設(shè)計中，該并聯(lián)電感采用變壓器的勵磁電感。 LLC諧振轉(zhuǎn)換器的電路圖與LC串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器的電路圖十分相似。 唯一的差別在于:勵磁電感的取值不同。 LLC諧振轉(zhuǎn)換器的勵磁電感遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于LC串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器的勵磁電感(Lr)，LLC諧振轉(zhuǎn)換器中的勵磁電感為Lr的3-8倍，通常通過增加變壓器的氣隙來獲得。

LLC諧振轉(zhuǎn)換器具有許多超越串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器的優(yōu)點。它能夠在較寬的電源和負(fù)載波動范圍內(nèi)調(diào)節(jié)輸出，而開關(guān)頻率波動卻較小。 在整個工作范圍內(nèi)，能夠獲得零電壓開關(guān)(ZVS)。 全部固有的寄生參數(shù)均可以用于實現(xiàn)軟開關(guān)，包括所有半導(dǎo)體器件的結(jié)電容、變壓器漏感與勵磁電感。

包括LLC諧振轉(zhuǎn)換器工作原理的解釋、變壓器與諧振網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計、元器件的選型。 給出設(shè)計實例，逐條地解釋設(shè)計過程，有助于進行LLC諧振轉(zhuǎn)換器的設(shè)計。

圖 3中給出了半橋 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的原理簡圖，圖中，Lm指勵磁電感，用作并聯(lián)電感，Lr指串聯(lián)諧振電感，Cr 指諧振電容。圖 4給出了 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的典型波形。 假定:工作頻率與諧振頻率相同，后者決定于 Lr 與Cr.之間的諧振。 由于勵磁電感相對較小，形成相當(dāng)量的勵磁電流(Im)，在初級繞組續(xù)流，并不參與電能的傳輸。初級電流(Ip)為勵磁電流與次級電流反射到初級的電流之和。

一般情況下，LLC 諧振拓?fù)浒?3 級電路，如圖 3所示，即方波發(fā)生器、諧振網(wǎng)絡(luò)和整流器網(wǎng)絡(luò)。

? 方波發(fā)生器負(fù)責(zé)產(chǎn)生方波電壓Vd，通過50%占空比交替驅(qū)動開關(guān)Q1 和Q2 來實現(xiàn)。 通常，在連續(xù)切換中會引入一個較小的死區(qū)時間。 方波發(fā)生器可以構(gòu)造成全橋或半橋類型。

? 諧振網(wǎng)絡(luò)包括一只電容、變壓器漏感和勵磁電感。 諧振網(wǎng)絡(luò)濾除高次諧波電流。 在本質(zhì)上，即使方波電壓施加到諧振網(wǎng)絡(luò)上，也只有正弦電流容許流過該諧振網(wǎng)絡(luò)。 電流(Ip)滯后于施加到諧振網(wǎng)絡(luò)上的電壓(即方波電壓(Vd)的基波分量被施加到半橋的圖騰柱上)，容許MOSFET零電壓開通。 如圖 4所示，當(dāng) MOSFET 電壓為零時MOSFET 開通，此時電流流經(jīng)反并聯(lián)二極管。

? 整流器網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生直流電壓，采用整流器二極管和電容對交流電進行整流器。 整流器網(wǎng)絡(luò)可以設(shè)計成帶有容性輸出濾波器的全波整流器橋或中心抽頭配置。

諧振網(wǎng)絡(luò)的濾波作用可以采用基波近似原理，獲得諧振轉(zhuǎn)換器的電壓增益，這需要假定方波電壓的基波分量輸入到諧振網(wǎng)絡(luò)，并傳輸電能至輸出端。 由于次級端整流電路可作為阻抗變壓器，所以其等效負(fù)載電阻與實際負(fù)載電阻并不相同。圖 5所示為該等效負(fù)載電阻的推導(dǎo)方式。 初級電路由正弦電流源Iac代替，方波電壓VRI出現(xiàn)在整流器的輸入端。 由于|Iac|的平均值為輸出電流 Io，則Iac可以描述為

注：Vo指輸出電壓。

由于VRI的各次諧波分量不涉及功率傳輸，交流等效負(fù)載電阻可以采用(VRIF/ Iac)計算:

考慮到變壓器匝比(n=Np/Ns)，則初級等效負(fù)載電阻可

以描述為

采用等效負(fù)載電阻，可以得到交流等效電路，如圖 6

FF
所示，圖中Vd 和VRO 分別指驅(qū)動電壓Vd 和反射輸出電壓VRO (nVRI)的基波分量。

利用式5中得到的等效負(fù)載電阻，可以推導(dǎo)出LLC諧振轉(zhuǎn)換器的特性。 利用圖 6所示的交流等效電路，可得電壓增益M的計算公式:

圖7給出了 Q 值不同且 m=3、fo=100kHz 且fp=57kHz

時，式 6 表達出的增益。 由圖 7可見，當(dāng)開關(guān)頻率處于諧振頻率fo附近時，LLC 諧振轉(zhuǎn)換器顯示的電壓增益特性幾乎獨立于負(fù)載。 這是LLC型的諧振轉(zhuǎn)換器超出傳統(tǒng)串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器非常突出的優(yōu)勢。 因此，想當(dāng)然地使得轉(zhuǎn)換器運行在諧振頻率附近，降低開關(guān)頻率波動。

LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的工作范圍受制于峰值增益(可達最大增益)，該增益標(biāo)示有‘*’(如圖 7所示)。 需要說明的是，峰值電壓增益不會出現(xiàn)在fo 或 fp.附近。 獲得峰值電壓增益的頻率位于fp和fo之間，如圖 7所示。 隨著負(fù)載變輕，Q值下降，峰值增益頻率移向fp，峰值增益隨之下降。 因此對于諧振網(wǎng)絡(luò)設(shè)計而言，滿載條件為最壞情況。

對于實際設(shè)計，通常需要采用集成變壓器的概念設(shè)計實現(xiàn)磁器件(串聯(lián)電感與并聯(lián)電感)，其中將漏感用作串聯(lián)電感，勵磁電感用作并聯(lián)電感。 當(dāng)采用這種方法構(gòu)造磁元件時，需要將圖 6中的等效電路改進成圖8，這是因為不僅在初級，而且在次級都存在有漏感。不考慮變壓器次級的漏感時往往會導(dǎo)致設(shè)計出錯。

在處理實際變壓器時，提倡采用具有Lp 和 Lr的等效電路，因為通過分別開路和短路次級繞組，在初級可以很容易地測得這些電感取值。 在實際變壓器中，Lp和Lr可分別在次級端繞組開路和短路的條件下在初級側(cè)測得。

在圖 9中，引入了一個虛擬增益 MV，這個增益是由次級端漏電感導(dǎo)致的。 采用圖9改進后的圖 9等效電路，調(diào)整式6的增益表達式，可以得到集成變壓器的增益表達式:

LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的工作頻率可以低于或高于諧振頻率(fo)，如圖 10所示。圖 11給出了每種工作模式下變壓器初級與次級的電流波形。 在低于諧振頻率下(情況I )工作，容許次級整流器二極管實現(xiàn)軟換流，盡管此時環(huán)流相比較大。 隨著工作頻率降低，偏離 ID諧振頻率，環(huán)流大大增加。 盡管在高于諧振頻率下(情況II )工作，容許環(huán)流降低，但是整流器二極管不能實現(xiàn)軟換流。 對于高輸出電壓應(yīng)用中，例如等離子顯示屏(PDP)，提倡采用低于諧振頻率下工作，因為這類應(yīng)用場合中整流器二極管的反向恢復(fù)損耗相當(dāng)

大。 低于諧振頻率下工作，對于負(fù)載波動而言，還具有較窄的頻率范圍，因為甚至在空載條件下運行，其工作頻率受限制低于諧振頻率。

另一方面，在上諧振工作時，相比在下諧振工作時，通態(tài)損耗較小。 對于低輸出電壓的應(yīng)用場合，例如液晶顯示器(LCD)TV或膝上適配器，表現(xiàn)出良好的效率。 因為這類應(yīng)用場合中，次級整流器二極管適合采用肖特基二極管，此時反向恢復(fù)問題已無關(guān)重要。 然而，在上諧振頻率工作時，在輕載下工作會使開關(guān)頻率大量增加。 上諧振工作時，需要采用頻率跳躍功能，防止開關(guān)頻率劇烈上升

最大增益與峰值增益需求

高于峰值增益頻率下，諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗呈感性，諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入電流 (Ip)滯后于施加在諧振網(wǎng)絡(luò)的電壓(Vd). 這樣 MOSFET 可以實現(xiàn)零電壓開通 (ZVS)，如圖 12所示。 低于峰值增益頻率下，諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗呈容性，Ip超前Vd. 當(dāng)工作在容性區(qū)間，在開關(guān)切換過程中，MOSFET的體二極管反向恢復(fù)，引起嚴(yán)重的噪聲。 進入容性區(qū)間的另外一個問題是，由于增益斜率出現(xiàn)反向，輸出電壓失控。 最小開關(guān)頻率應(yīng)該適當(dāng)?shù)馗哂诜逯翟鲆骖l率

LLC諧振轉(zhuǎn)換器的合適輸入電壓范圍決定于峰值電壓增益。 因此，諧振網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計應(yīng)確保增益曲線具有足夠的峰值增益，并能夠覆蓋整個輸入電壓范圍。 但是，低于峰值增益點，ZVS 條件會丟失，如圖 12所示。因此當(dāng)確定最大增益點時，要求保留一些裕量，在負(fù)載瞬態(tài)變化和啟動階段，確保獲得穩(wěn)定的ZVS工作。典型地，對于實際設(shè)計，選取最大增益的 10~20% 作為裕量，如圖 13所示。

在某一給定的條件下，即使采用增益公式6得到峰值增益，也是很難地以明確形式表達出峰值增益。 為了簡化分析與設(shè)計，可以采用仿真工具獲得峰值增益，如圖 14所示。圖中給出了不同 m 取值時，隨著Q值變化的峰值增益(可達最大增益)。 可見，通過減少m和Q值，可以獲得較高的峰值增益。 對于給定的諧振頻率 (fo)和 Q 值，降低m意味著勵磁電感減少，將導(dǎo)致環(huán)流增加。 自然地，應(yīng)在可用增益范圍與導(dǎo)通損耗之間作出權(quán)衡。

FSFR系列產(chǎn)品集成有脈沖頻率調(diào)制(PFM)控制器以及專門設(shè)計用于零電壓開關(guān)(ZVS)半橋轉(zhuǎn)換器的MOSFET，外部元器件用量最少。內(nèi)部控制器包括一個欠壓閉鎖、優(yōu)化的高端/低端柵極驅(qū)動器、溫度補償?shù)木茈娏骺刂?a target="_blank">振蕩器以及自保護電路。 與分立MOSFET和PWM控制器方案相比，F(xiàn)SFR系列產(chǎn)品減少了總成本、元器件數(shù)量、尺寸和重量，與此同時卻提高了效率、生產(chǎn)率和系統(tǒng)可靠性。

本節(jié)提供了基于圖 17所示原理圖的設(shè)計步驟。 集成變壓器具有中心抽頭，輸入電壓來自預(yù)調(diào)節(jié)器-功率因數(shù)校正器(PFC)。 帶有 192W/24V 輸出的DC/DC轉(zhuǎn)換器已被選中作為設(shè)計實例。 設(shè)計規(guī)格如下:

- 標(biāo)稱輸入電壓: 400VDC (PFC 級的輸出)- 輸出: 24V/8A (192W)
- 保持時間要求: 20 毫秒(50Hz 電源頻率)

- PFC 輸出直流電容: 220μF

[[STEP-1] 確定系統(tǒng)的各項指標(biāo)

[[STEP-2確定諧振網(wǎng)絡(luò)的最大與最小電壓增益

根據(jù)上節(jié)討論，為了減少開關(guān)頻率波動，典型地，LLC諧振網(wǎng)絡(luò)應(yīng)設(shè)計工作在諧振頻率 (fo) 附近。 鑒于LLC諧振轉(zhuǎn)換器由PFC輸出電壓供電，為使該轉(zhuǎn)換器的工作頻率設(shè)計在fo，應(yīng)該適應(yīng)PFC標(biāo)稱輸出電壓。

由式10可見，fo處的增益為m (m=Lp/Lr).的函數(shù)。 fo處的增益決定于m值的選取。 盡管m 取值較小時，可以得到高的峰值增益，但是過小的m 取值會導(dǎo)致變壓器的耦合惡化和效率下降。 典型地，設(shè)置m 位于3~7，可使諧振頻率處(fo)的電壓增益為1.1~ 1.2。

m取值選擇后，PFC標(biāo)稱輸出電壓時的電壓增益可以描述為:

- 磁芯: EER3542 (Ae=107 mm2)
- 骨架: EER3542(水平/分段類型)

6. 實驗驗證

為了驗證本使用說明書中設(shè)計過程的有效性，對本轉(zhuǎn)換器設(shè)計實例的進行了建立和測試。 設(shè)計實例中涉及的全部電路元件都得到了采用。

圖 30和圖 31給出了標(biāo)稱輸入電壓時滿載與空載下的工作波形。 可見，由于諧振作用，在開通前，MOSFET的漏源電壓 (VDS)下降至零，實現(xiàn)了零電壓切換。

圖 32給出了滿載條件下諧振電容電壓和初級電流波形。 諧振電容電壓與初級端電流的峰值分別為 325V 與1.93A，這與設(shè)計過程章節(jié)中第八步的計算值非常匹配。圖 33給出了輸出短路條件下諧振電容電壓和初級端電流波形。 對于輸出短路條件，當(dāng)初級電流大于3A時，過電流(OCP)發(fā)生動作。 諧振電容的最大電壓略高于計算值419V，其原因是1.5μs的關(guān)閉延時使得OCP動作電流略高于3A(參閱FSFR2100產(chǎn)品說明書)。

圖 34給出了滿載和空載條件下整流器二極管的電壓與電流波形。 由于雜散電感引起的電壓過沖，電壓應(yīng)力略高于第九步中的計算值。圖 35 給出了滿載和空載條件下輸出電壓的紋波波形。 輸出電壓的紋波與第九步中的設(shè)計值相配。

圖 36給出了不同負(fù)載條件下效率測量結(jié)果。 滿載條件下的效率大約為94%。

圖文 I 網(wǎng)絡(luò)