如何將低電壓精密運算放大器的性能擴展到高電壓的高側電流檢測應用

前言

支持擴展共模電壓的專用設備通常用于高側電流檢測。但是專用設備有自己的局限性。當共模電壓超過100V，會是什么情況呢？是否還能夠精確測量電流？經典的5V運算放大器似乎完全不適合這種測量。但是只需幾個外部元件，我們將發現低電壓放大器絕對適合在沒有任何共模電壓限制的情況下準確地檢測電流。

原理圖和描述

該應用的主要目標是測量一種采用150V電壓的工業電機控制的電流；如圖1所示，這要歸功于分流電阻。為精確測量低電流，使用了5V精密運算放大器。

圖1：典型應用

150V輸入會不會燒壞運算放大器？如果V1電壓被用于產生第一個運算放大器OP_A的正極電源（Vcc_H），則不會。

如果我們使用擊穿電壓為4.7V的齊納二極管（BZT52C4V7S），那么就產生了OP_A的負極電源（Vcc_L）。在這種情況下，OP_A的電壓為4.7V，從Vcc_L=145.3V到Vcc_H=150V。

電阻Rz用于偏置二極管（~5mA）并為運算放大器的偏置電流（~40μA）提供回路。

電壓Vsense是電流流經Rsense的結果，并且被R1、R2、R3和R4電阻放大。

P-MOSFET（BSP2220）產生的精確輸出電流與流入Rsense的電流成正比，而與電阻R4產生的相對于接地的電壓Vo與高側電流成正比。第一級電壓輸出可以由等式1給出：

（1）

第二個運算放大器OP_B對于緩沖Vo電壓是必要的。添加電阻R5是為了保護OP_B固有的防靜電二極管免遭啟動時可能流入輸入引腳的高電流破壞。

電機控制消耗的最大電流是100A。所以有100μΩ的分流電阻后，最大的Vsense是10mV。最大輸出電壓取決于Vsense電壓，以及流經R4的輸出電流。而且因為由微控制器的ADC進行處理，所以該最大輸出電壓Vo的值不能超過3.3V。

為使系統正常工作，必須仔細選擇組件的值。主要目標是與低的|Vgs| 一起確保OP_A的輸出不會飽和。

因為保持低電流Ids比較有用，我們為R4選擇了高值。

為了避免運算放大器的輸出飽和，R2/R1比值給出的與運算放大器OP_A有關的增益應該不會太高。

我們必須在選擇組件的值時進行折衷，這些值必須遵循等式2：

（2）

·其中的Vgmax是在晶體管中產生電流所需的Vgs

·此外Vzener=Vcc_H - Vcc_L

現在讓我們看看該系統的精密度。不準確主要是由于電阻不匹配和放大器偏移。

誤差分析

電阻不匹配的影響

假設所用電阻是完全匹配的，則等式1給出了輸出電壓的結果。不幸的是，事實并非如此，因為電阻有自己的精密度。

由于電阻不匹配而產生的增益誤差由以下公式給出：

（3）

• 其中的是任意電阻的精密度，而εRshunt是分流電阻的準確度。

從等式3中，我們可以看到電阻R2對誤差的影響超過其他電阻。所以選擇該電阻的值時必須盡可能低（10kΩ）。還請注意：為實現增益，R1和R3之和應該較高且不平衡，而R1的值非常低是為了抑制噪聲。

Vio的影響

必須考慮另一個誤差：輸入電壓偏移。在該應用中，我們選擇的是TSZ121（斬波放大器），因為它的Vio非常低，在溫度變化的情況下只有8μV。特別是測量非常小的電流時，該誤差變得很明顯。

考慮到傳遞函數，Vio可以用以下公式表示：

（4）

其中的Vio1是第一個運算放大器（OP_A）的輸入偏移，而Vio2是第二個運算放大器（OP1_ B）的輸入偏移。因為TSZ121輸入偏移電壓非常低，所以Vio2可以忽略不計。

總誤差

為了解輸出的總誤差，我們增加了電阻的不匹配和運算放大器的偏移量。最后，輸出電壓可以用等式5表示：

（5）

圖2和圖3中的圖表表示預計的最大誤差隨溫度而變化的情況，考慮分流精確度。

結論

專用放大器通常用于進行高側電流傳感測量。但是在共模電壓高于70V的應用中，我們已經注意到應該使用傳統的5V運算放大器來完成這種測量。

我們已經證明了檢測高側電流時可以使用TSZ121放大器這樣的精密運算放大器，加上一個齊納二極管可以工作于5V范圍內和電平移位晶體管。

我們已經將電阻和放大器引起的誤差考慮在內。為提高電流測量的準確度，我們建議使用精密度為0.1%的電阻。

感謝您對本次內容的關注