一.依據(jù)模擬環(huán)設計數(shù)字環(huán)

根據(jù)信號與系統(tǒng)的分析理論，一個系統(tǒng)完全由系統(tǒng)函數(shù)來確定，因此我們可從系統(tǒng)函數(shù)的角度出發(fā)，找到模擬電路與數(shù)字電路的轉換關系，最終根據(jù)環(huán)路濾波器的數(shù)字域系統(tǒng)函數(shù)進行數(shù)字化設計。

1.1從模擬到數(shù)字——雙線性變換

連續(xù)時間系統(tǒng)H(s)的極點有兩種情況：單重節(jié)點和多重節(jié)點。但是一個多重節(jié)點環(huán)節(jié)可以看成由多個單重極點環(huán)節(jié)級聯(lián)構成。例如，對二重極點的系統(tǒng)，有

H ( s ) = A ( s ? p ) 2 = A s ? p A s ? p H(s)=frac{A}{(s-p)^2}=frac{sqrt{A}}{s-p}frac{sqrt{A}}{s-p}H(s)=(s?p)2A=s?pAs?pA

因此，可以將一階環(huán)節(jié)

A s ? p = K a s ? p frac{sqrt{A}}{s-p}=frac{K_a}{s-p}s?pA=s?pKa

看成構成H ( s ) H(s)H(s)的最基本環(huán)節(jié)，其中，K a K_aKa為基本環(huán)節(jié)的增益。它對應于一階微分方程

d y ( t ) d t ? p y ( t ) = K a x ( t ) frac{dy(t)}{dt}-py(t)=K_ax(t)dtdy(t)?py(t)=Kax(t)

其系統(tǒng)結構如圖1所示。對該系統(tǒng)離散化，主要是對系統(tǒng)中的積分運算離散化。

圖 1 圖1圖1

一次積分運算可以用梯形作數(shù)值計算，即

將上式第二行的積分用梯形法近似，則有

該式為一次積分運算離散化后的數(shù)值計算公式，其中的T為采樣間隔。將自變量中的符號T TT隱去，可寫成差分方程的習慣表示形式

y ( n ) = y ( n ? 1 ) + T 2 [ x ( n ? 1 ) + x ( n ) ] y(n)=y(n-1)+frac{T}{2}[x(n-1)+x(n)]y(n)=y(n?1)+2T[x(n?1)+x(n)]

兩邊取單邊z zz變換，并考慮到當y ( n ) = 0 ， n ＜ 0 y(n)=0，n＜0y(n)=0，n＜0有

Y ( z ) = z ? 1 + T 2 [ z ? 1 X ( z ) + X ( z ) ] Y(z)=z^{-1}+frac{T}{2}[z^{-1}X(z)+X(z)]Y(z)=z?1+2T[z?1X(z)+X(z)]

對上式進行整理，得到一階環(huán)節(jié)的離散系統(tǒng)函數(shù)

H 1 ( z ) = Y ( z ) X ( z ) = T 2 1 + z ? 1 1 ? z ? 1 H_1(z)=frac {Y(z)}{X(z)}=frac{T}{2}frac{1+z^{-1}}{1-z^{-1}}H1(z)=X(z)Y(z)=2T1?z?11+z?1

也就是說，一次積分單元離散后，是上式描述的離散系統(tǒng)。
對連續(xù)一階系統(tǒng)離散化后，可以得到其系統(tǒng)結構如下圖所示

根據(jù)上圖，可求得離散的系統(tǒng)函數(shù)為

H i ( z ) = K a H 1 ( z ) 1 ? p H 1 ( z ) H_i(z)=frac{K_a H_1(z)}{1-pH_1(z)}Hi(z)=1?pH1(z)KaH1(z)

將此式與連續(xù)的一階環(huán)路做對比，得出連續(xù)時間系統(tǒng)和離散時間系統(tǒng)之間的轉換公式

1.2 環(huán)路濾波器的數(shù)字化

有了系統(tǒng)函數(shù)轉換表達式，即可獲得各種模擬環(huán)路濾波器所對應的數(shù)字化系統(tǒng)函數(shù)表達式，進而獲取其數(shù)字化實現(xiàn)結構。
對于有源比例環(huán)路積分濾波器（理想積分濾波器）來講，其數(shù)字化系統(tǒng)函數(shù)為

F ( z ) = 1 + s τ 2 s τ 1 = 2 τ 2 + T 2 τ 1 + T τ 1 z ? 1 1 ? z ? 1 F(z)=frac{1+s au_2}{s au_1}=frac{2 au_2+T}{2 au_1}+frac{T}{ au_1}frac{z^{-1}}{1-z^{-1}}F(z)=sτ11+sτ2=2τ12τ2+T+τ1T1?z?1z?1

由于在二階鎖相環(huán)路中，理想二階環(huán)路具有共他兩種環(huán)路無法比擬的優(yōu)異性能，因此接下來主要討論這種環(huán)路濾波器及其構成的鎖相環(huán)路。
對于上式，令

則上式變換為

其對應的系統(tǒng)結構可用下圖來表示

1.3 理想二階環(huán)的參數(shù)設計

各項參數(shù)如下：

軟件：Quartus prime 18.0

FPGA系統(tǒng)工作時鐘速率=系統(tǒng)采樣頻率f s f_sfs=8 k H z 8 kHz8kHz

數(shù)字震蕩器固有頻率f o = 400 H z f_o=400Hzfo=400Hz

輸入為10bit二進制補碼數(shù)據(jù)

輸出為10bit二進制補碼數(shù)據(jù)

鑒相乘法器輸出位寬：19比特

鑒相濾波器系數(shù)位寬：8比特

鑒相濾波器輸出數(shù)據(jù)位寬：30比特

環(huán)路增益K=34 Hz

NCO頻率字位寬：30比特

NCO相位字位寬：35比特

為便于比較，我們仍根據(jù)一階環(huán)實例要求進行設計。根據(jù)前面的分析，理想二階環(huán)的FPGA實現(xiàn)過程，不過是在一階環(huán)的基礎上增加一個環(huán)路濾波器功能模塊而已。
quadquad根據(jù)前面的推導，求取環(huán)路濾波器系數(shù)C1、C2的值，需要獲取采樣周期T TT，以及濾波器時間常數(shù)τ 1 τ_1τ1、τ 2 τ_2τ2的值。由于系統(tǒng)采樣頻率f s = 8000 H z f_s=8000Hzfs=8000Hz，T = 1 / f s = 1 / 8000 T=1/f_s=1/8000T=1/fs=1/8000s。需要注意的是，τ 1 τ_1τ1、τ 2 τ_2τ2是典型的模擬環(huán)路濾波器參數(shù)，這也是為什么我們將目前的方法稱為依據(jù)模擬環(huán)設計數(shù)字環(huán)的原因。

如何計算τ 1 τ_1τ1、τ 2 τ_2τ2？根據(jù)第前面關于環(huán)路濾波器的討論，從環(huán)路相位裕度參數(shù)出發(fā)設計這兩個參數(shù)，而相位裕度與阻尼系數(shù)ξ直接相關。根據(jù)圖6-38的仿真結論，一般取阻尼系數(shù)ξ=0.7。對于理想二階環(huán)來講

ω n = K τ 1 ω_n=sqrt{frac{K}{ au_1}}ωn=τ1K ξ = τ 2 2 K τ 1 ξ=frac{ au_2}{2}sqrt{frac{K}{ au_1}}ξ=2τ2τ1K

注意，在上式中，K KK的單位為r a d / s rad/srad/s，ω n ω_nωn的單位為r a d / s rad/srad/s。現(xiàn)在，我們已經獲取了環(huán)路增益參數(shù)（K = 34 H z = 213.6283 r a d / s K=34 Hz=213.6283 rad/sK=34Hz=213.6283rad/s）、阻尼系數(shù)（ξ = 0.7 ξ=0.7ξ=0.7），還需要獲取一個參數(shù)，比如τ 1 、 τ 2 τ_1、τ_2τ1、τ2之間的關系，才能計算出最終的時間常數(shù)值，進而計算出C 1 、 C 2 C1、C2C1、C2的值。
quadquad根據(jù)模擬環(huán)路的性能分析，環(huán)路濾波器3 d B 3dB3dB截止帶寬的大小直接影響到V C O VCOVCO輸出的信號質量，要計算出τ 1 、 τ 2 τ_1、τ_2τ1、τ2之間的關系，需要首先確定環(huán)路濾波器3dB截止帶寬的f c f_cfc大小。根據(jù)前面的分析，取f c = 10 H z f_c=10 Hzfc=10Hz（注意，公式中的截止頻率單位為Hz），則有

10 = 2 2 τ 1 2 ? 2 τ 2 2 10=sqrt{frac{2}{{2}{ au_1^2-2 au_2^2}}}10=2τ12?2τ222

結合前面的公式，帶入K , ξ K,ξK,ξ的值，得到τ 1 , τ 2 au_1, au_2τ1,τ2的值，再根據(jù)τ 1 、 τ 2 τ_1、τ_2τ1、τ2的值，分別計算環(huán)路濾波器系數(shù)C1，C2。

1.4 理想二階環(huán)的V e r i l o g H D L Verilog HDLVerilogHDL設計

這里只介紹二階環(huán)的環(huán)路濾波器的v e r l i o g verliogverliog設計，由前面推導得到的二階鎖相環(huán)的Z域公式，將Z域公式轉換到時域中，才能轉換為我們可以用的形式。

F ( z ) = Y ( z ) X ( z ) = C 1 + C 2 z ? 1 1 ? z ? 1 F(z)=frac{Y(z)}{X(z)}=C_1+frac{C_2 z^{-1}}{1-z^{-1}}F(z)=X(z)Y(z)=C1+1?z?1C2z?1

令

C 2 z ? 1 1 ? z ? 1 X ( z ) = D ( z ) frac{C_2 z^{-1}}{1-z^{-1}}X(z)=D(z)1?z?1C2z?1X(z)=D(z)

由z zz變換的性質，上式的時域表達式為：

C 2 x ( n ) + d ( n ) = d ( n + 1 ) C_2x(n)+d(n)=d(n+1)C2x(n)+d(n)=d(n+1)

結合整個Z ZZ域表達式,可得出其最終的時域表達式為：

y ( n ) = C 1 x ( n ) + d ( n ) y(n)=C_1x(n)+d(n)y(n)=C1x(n)+d(n)

具體實現(xiàn)代碼如下：

/*

MODULE DECLARATION

*/
module LoopFilter(
rst,
clk,
pd,
frequency_df
);




/*

FUNCTION DECLARATION

*/


/*

LOCAL PARAMETER

*/


/*

PORT DECLARATION

*/
input  rst;                              //復位信號，高電平有效
input  clk;                              //FPGA系統(tǒng)時鐘：8 kHz
input  signed [29:0]  pd;                // 輸入數(shù)據(jù)：8 kHz，數(shù)據(jù)源來自fir濾波器的輸出
output signed [29:0]  frequency_df;      // 環(huán)路濾波器輸出數(shù)據(jù)



/*

REG & WIRE DECLARATION

*/
reg signed[29:0]sum_d;
wire signed[29:0]pd_c2,pd_c1,sum;


/ACHIEVEMENT

assign pd_c1={{1{pd[29]}},pd[29:1]};//C1
assign pd_c2={{9{pd[29]}},pd[29:9]};//C2


always @(posedge clk or posedge rst)  
       if (rst)
          sum_d <= 0;
       else
          sum_d <= sum;
  
assign sum = pd_c2 + sum_d;
assign frequency_df = sum_d + pd_c1;

endmodule

這里需要說明的是，為了簡化運算，C1和C2以移位代替了乘法，所以數(shù)值采用了近似的方法。

再結合一階環(huán)中的其他代碼，就可以得到完整的二階環(huán)v e r l i o g verliogverliog代碼。

二.二階環(huán)路濾波器仿真相關結論

經過對二階環(huán)的仿真，我們得出了下面的結論：

理想二階環(huán)路增益直接影響環(huán)路的鎖定性能，當環(huán)路參數(shù)設定后，環(huán)路的最大增益就確定了，當增益超過這個值時，環(huán)路不能鎖定。

環(huán)路能夠正常鎖定的情況下，增益越大，鎖定時間越大，鎖定速度越快。

理想二階環(huán)路的捕獲帶寬在工程設計中是有限的。

僅改變環(huán)路增益，對捕獲帶寬的影響不大。