由于回流焊的溫度超過了低頻片感材料的居里溫度，出現退磁現象。片感退磁后，片感材料的磁導率恢復到最大值，感量上升。一般要求的控制范圍是片感耐焊接熱后，感量上升幅度小于20%。

耐焊性可能造成的問題是有時小批量手工焊時，電路性能全部合格（此時片感未整體加熱，感量上升小）。但大批量貼片時，發現有部分電路性能下降。這可能是由于過回流焊后，片感感量會上升，影響了線路的性能。在對片感感量精度要求較嚴格的地方（如信號接收發射電路），應加大對片感耐焊性的關注。

檢測方法：先測量片感在常溫時的感量值，再將片感浸入熔化的焊錫罐里10秒鐘左右，取出。待片感徹底冷卻后，測量片感新的感量值。感量增大的百分比既為該片感的耐焊性大小

2、可焊性

電鍍簡介

當達到回流焊的溫度時，金屬銀（Ag）會跟金屬錫（Sn）反應形成共熔物，因此不能在片感的銀端頭上直接鍍錫。而是在銀端頭上先鍍鎳（2ｕm 左右） ，形成隔絕層，然后再鍍錫（4－8ｕm ）。

可焊性檢測

將待檢測的片感的端頭用酒精清洗干凈，將片感在熔化的焊錫罐中浸入4秒鐘左右，取出。如果片感端頭的焊錫覆蓋率達到90％以上，則可焊性合格。

可焊性不良

1）端頭氧化：當片感受高溫、潮濕、化學品、氧化性氣體（SO2、NO2等）的影響， 或保存時間過長，造成片感端頭上的金屬Sn氧化成SnO2，片感端頭變暗。由于SnO2不和Sn、 Ag、Cu等生成共熔物，導致片感可焊性下降。片感產品保質期：半年。如果片感端頭被污染，比如油性物質，溶劑等，也會造成可焊性下降

2）鍍鎳層太薄，吃銀：如果鍍鎳時，鎳層太薄不能起隔離作用。回流焊時，片感端頭上的Sn和自身的Ag首先反應，而影響了片感端頭上的Sn和焊盤上的焊膏共熔，造成吃銀現象，片感的可焊性下降。

判斷方法：將片感浸入熔化的焊錫罐中幾秒鐘，取出。如發現端頭出現坑洼情況，甚至出現瓷體外露，則可判斷是出現吃銀現象的。

3、焊接不良

內應力

如果片感在制作過程中產生了較大的內部應力，且未采取措施消除應力，在回流焊過程中，貼好的片感會因為內應力的影響產生立片，俗稱立碑效應。

判斷片感是否存在較大的內應力，可采取一個較簡便的方法：

取幾百只的片感，放入一般的烤箱或低溫爐中，升溫至230℃左右，保溫，觀察爐內情況。如聽見噼噼叭叭的響聲，甚至有片子跳起來的聲音，說明產品有較大的內應力。

元件變形

如果片感產品有彎曲變形，焊接時會有放大效應。

焊接不良、虛焊

焊接正常

焊盤設計不當

a.焊盤兩端應對稱設計，避免大小不一，否則兩端的熔融時間和潤濕力會不同

b.焊合的長度在0.3mm以上（即片感的金屬端頭和焊盤的重合長度）

c.焊盤余地的長度盡量小，一般不超過0.5mm。

d.焊盤的本身寬度不宜太寬，其合理寬度和MLCI寬度相比，不宜超過0.25mm

貼片不良

當貼片時，由于焊墊的不平或焊膏的滑動，造成片感偏移了θ角。由于焊墊熔融時產生的潤濕力，可能形成以上三種情況，其中自行歸正為主，但有時會出現拉的更斜，或者單點拉正的情況，片感被拉到一個焊盤上，甚至被拉起來，斜立或直立（立碑現象）。目前帶θ角偏移視覺檢測的貼片機可減少此類失效的發生

焊接溫度

回流焊機的焊接溫度曲線須根據焊料的要求設定，應該盡量保證片感兩端的焊料同時熔融，以避免兩端產生潤濕力的時間不同，導致片感在焊接過程中出現移位。如出現焊接不良，可先確認一下，回流焊機溫度是否出現異常，或者焊料有所變更。

電感在急冷、急熱或局部加熱的情況下易破損，因此焊接時應特別注意焊接溫度的控制，同時盡可能縮短焊接接觸時間

回流焊推薦溫度曲線

手工焊推薦溫度曲線

4、上機開路

虛焊、焊接接觸不良

從線路板上取下片感測試，片感性能是否正常

電流燒穿

如選取的片感，磁珠的額定電流較小，或電路中存在大的沖擊電流會造成電流燒穿，片感或磁珠 失效，導致電路開路。從線路板上取下片感測試，片感失效，有時有燒壞的痕跡。如果出現電流燒穿，失效的產品數量會較多，同批次中失效產品一般達到百分級以上。

焊接開路

回流焊時急冷急熱，使片感內部產生應力，導致有極少部分的內部存在開路隱患的片感的缺陷變大，造成片感開路。從線路板上取下片感測試，片感失效。如果出現焊接開路，失效的產品數量一般較少，同批次中失效產品一般小于千分級。

5、磁體破損

磁體強度

片感燒結不好或其它原因，造成瓷體強度不夠，脆性大，在貼片時，或產品受外力沖擊造成瓷體破損

附著力

如果片感端頭銀層的附著力差，回流焊時，片感急冷急熱，熱脹冷縮產生應力，以及瓷體受外力沖擊，均有可能會造成片感端頭和瓷體分離、脫落；或者焊盤太大，回流焊時，焊膏熔融和端頭反應時產生的潤濕力大于端頭附著力，造成端頭破壞。

片感過燒或生燒，或者制造過程中，內部產生微裂紋。回流焊時急冷急熱，使片感內部產生應力，出現晶裂，或微裂紋擴大，造成瓷體破損

2、電感選型范例：

我們需要重點考慮的電感的參數：

1、等效電阻：影響效率

2、電感值：影響紋波電流

計算出正確的電感值對選用合適的電感和輸出電容以獲得最小的輸出電壓紋波而言非常重要。

從下圖可以看出，流過開關電源電感器的電流由交流和直流兩種分量組成，因為交流分量具有較高的頻率，所以它會通過輸出電容流入地，產生相應的輸出紋波電壓dv=di×RESR。這個紋波電壓應盡可能低，以免影響電源系統的正常操作，一般要求峰峰值為10mV~500mV。

紋波電流的大小同樣會影響電感器和輸出電容的尺寸，紋波電流一般設定為最大輸出電流的10%~30%，因此對降壓型電源來說，流過電感的電流峰值比電源輸出電流大5%~15%。

在開關管開關的過程中，電感上電流的變化。

在開關管開關的過程中，電感的歐姆定律應用，計算：

輸出的電流紋波，與電感值成反比，與開關頻率成反比。

由上面公式可知，電感的感值越大，輸出紋波電流就越小。但帶來問題是動態響應（response time）變慢。如果電感感值較小，如果想輸出電壓的紋波也小，就需要提高開關頻率，這樣MOS管上的開關損耗就增加，電路效率下降。

第四部分 實際電路設計

BUCK型開關電源規格需求：5V0~24V0→1V~5V0 輸出電流：2A

電源控制器備選型號：MP4420A（A表示：CCM模式，H表示：輕載降頻模式）

PIN2PIN兼容：MPQ4420A-DJ（工業級），MPQ4420A-DJ-A（汽車級）

廠家：MPS

電源輸出：3.3V

電源范圍要求：5%

電源紋波要求：2% 0.066V

開關頻率：410kHz（320~500kHz）

占空比：12V轉3V3: 27.5%

我們選定10uH電感之后，即確定了紋波電流：

紋波電流 = （12V-3.3V）*0.275/（0.00001*320000）=0.75A

我們選定的陶瓷電容的ESR：

含義即為電容器所能耐受紋波電流/電壓值。它們和ESR 之間的關系密切，可以用下面的式子表示：Urms = Irms × R 式中，Urms 表示紋波電壓 Irms 表示紋波電流 R 表示電容的 ESR。

由上可見，當紋波電流增大的時候，即使在 ESR 保持不變的情況下，漣波電壓也會成倍提高。換言之，當紋波電壓增大時，紋波電流也隨之增大，這也是要求電容具備更低 ESR 值的原因。疊加入紋波電流后，由于電容內部的等效串連電阻（ESR）引起發熱，從而影響到電容器的使用壽命。一般的，紋波電流與頻率成正比，因此低頻時紋波電流也比較低。

所以，對于輸出電容來說，耐壓的要求和容量可以適當的降低一點。ESR的要求則高一點，因為這里要保證的是足夠的電流通過量。但這里要注意的是ESR并不是越低越好，低ESR電容會引起開關電路振蕩。而消振電路復雜同時會導致成本的增加。板卡設計中，這里一般有一個參考值，此作為元件選用參數，避免消振電路而導致成本的增加。

我們把ESR設置為1歐姆：

我們把ESR設置為10mΩ：

幅度明顯減小

如果我們用2個1Ω，100uF的電容，則會發現紋波電壓進一步減小。一方面是電容在開關頻率點的阻抗通過并聯進一步減小，另一方面，ESR其實也是等效于并聯。本質是ESR與電容串聯后并聯，導致輸出電容在開關頻率點上的阻抗明顯減小。

ESR、電容的串并聯公式等同于電阻的串并聯公式。

根據陶瓷電容的datasheet

在410kHz附近，其ESR大約是2mΩ

所以紋波電壓=0.75A*2mΩ=1.5mV

遠小于66mV的紋波要求。

所以其實我們設計的時候，考慮到電感值的精度范圍、溫度漂移。所以，根據我們的成本、PCB空間的要求，還可以適當減小我們電感值的大小。但是，減小時，還需要考慮電感值最差的情況，對紋波進行評估。

第五部分 電感降額

電感元件的熱點溫度額定值與線圈線組的絕緣性能、工作電流、瞬態初始電流及介質耐壓有關。

注：

1） THS 為額定熱點溫度。
2）只適用于扼流圈。

按照我們的設計需求，如果我們的瞬態電流為2A，則需要額定電流為2A/0.9=2.22A，我們需要選擇額定電流在2.5A~3A的電感作為輸出。Isat和Irms選擇小的那個作為額定電流。

第六部分 電感選型

我們選擇Irms和Isat都大于2.5A的，DCR相對小一點的10uH電感，最后考慮成本和體積。

共模電感（扼流圈）選型

1共模電感原理

在介紹共模電感之前先介紹扼流圈，扼流圈是一種用來減弱電路里面高頻電流的低阻抗線圈。為了提高其電感扼流圈通常有一軟磁材料制的核心。共模扼流圈有多個同樣的線圈，電流在這些線圈里反向流，因此在扼流圈的芯里磁場抵消。共模扼流圈常被用來壓抑干擾輻射，因為這樣的干擾電流在不同的線圈里反向，提高系統的EMC。對于這樣的電流共模扼流圈的電感非常高。共模電感的電路圖如圖1所示。

共模信號和差模信號只是一個相對量，共模信號又稱共模噪聲或者稱對地噪聲，指兩根線分別對地的噪聲，對于開關電源的輸入濾波器而言，是零線和火線分別對大地的電信號。雖然零線和火線都沒有直接和大地相連，但是零線和火線可以分別通過電路板上的寄生電容或者雜散電容又或者寄生電感等來和大地相連。差模信號是指兩根線直接的信號差值也可以稱之為電視差。

假設有兩個信號V1、V2

共模信號就為（V1+V2）/2

差模信號就為：對于V1 （V1-V2）/2；對于V2 -（V1-V2）/2

共模信號特點：幅度相等、相位相同的信號。

差模信號特點：幅度相等、相位相反的信號。

如圖2所示為差模信號和共模信號的示意圖。

圖2差模信號和共模信號示意圖

2差模噪聲和共模噪聲主要來源

對于開關電源而言，如果整流橋后的儲能濾波大電容為理想電容，即等效串聯電阻為零（忽略所有電容寄生參數），則輸入到電源的所有可能的差模噪聲源都會被該電容完全旁路或解耦，可是大容量電容的等效串聯電阻并非為零。因此，輸入電容的等效串聯電阻是從差模噪聲發生器看進去的阻抗Zdm的主要部分。輸入電容除了承受從電源線流入的工作電流外，還要提供開關管所需的高頻脈沖電流，但無論如何，電流流經電阻必然產生壓降，如電容的等效串聯電阻，所以輸入濾波電容兩端會出現高頻電壓紋波，高頻高壓紋波就是來自于差模電流。它基本上是一個電壓源（由等效串聯電阻導致的）。理論上，整流橋導通時，該高頻紋波噪聲應該僅出現在整流橋輸入側。事實上，整流橋關斷時，噪聲會通過整流橋二極管的寄生電容泄露。

高頻電流流入機殼有許多偶然的路徑。當開關電源中的主開關管的漏極高低跳變時，電流流經開關管與散熱器之間的寄生電容（散熱器連接至外殼或者散熱器就是外殼）。在交流電網電流保持整流橋導通時，注入機殼的噪聲遭遇幾乎相等的阻抗，因此等量流入零線和火線。因此，這是純共模噪聲。

3 共模電感如何抑制共模信號

目前已經知道共模信號是兩個幅度相等、相位相同的信號，共模信號一般來自電網，共模信號會影響電路板的正常工作，也會以電磁波的形式干擾周圍環境。

既然是用電感來抑制共模信號，那么這肯定和磁場相關。先來介紹通電螺線感，產生的磁場的方向（對于項目應用而言，有些場合比如抑制共模信號而言，不太需要定量的計算，電感產生的磁場以及磁通量的大小，感興趣的童鞋，這里推薦一本書可以參考，<<開關電源中磁性元器件>>趙修科老師）。對于通電螺線管的磁場方向判斷方法為，右手握住螺管，四指指向電流方向，則拇指指向就是磁場方向。接下來介紹一個重要的名詞，即磁通。垂直通過一個截面的磁力線總量稱為該截面的磁通量，簡稱磁通。磁力線是通電螺線管產生的，是實際存在的，只是看不見也摸不著，磁力線是一個閉和的回路，對于通電螺線管，磁力線都要經過螺線管內部，磁力線是與磁感應強度B成正比的。如圖3所示為通電螺線管產生磁力線的示意圖。

圖3螺線管磁力線

如圖4所示為，穿過某一截面的磁通

圖4穿過截面的磁通

磁通量用F表示，是一個標量，單位為韋伯，代號Wb。磁通量和磁感應強度B以及截面積A的關系為：

F=BA

從關系式可以看出，穿過橫截面的磁力線越多，磁通量就越大。對于繞在磁芯上的線圈，在其上通電流i，則線圈的電感L可以表示為：

L=NF/i

N為線圈匝數。

到此為止，通過上述的簡要概述，可以知道，繞在磁芯上的線圈在匝數和電流不變時，磁芯中穿過的磁力線越多，那么磁通量就越大，則相對應的電感量也越大。電感天生的作用就是阻止流過其上電流的變化，其實質是阻止其磁通量的變化。這就是利用共模電感來抑制共模電流的基本原理。

如圖5所示為，共模電流在共模電感上產生的磁感應強度，電流I1產生的磁感應強度為B1，電流I2產生的磁感應強度為B2，兩條黃色箭頭分別表示電流I1和I2在鐵氧體中產生的磁力線，可以看出電流I1和I2產生的磁力線是相加的，故磁通也是相加的，那么電感量就是相加的，電感量越大，對電流的抑制能力就越強。

圖5共模電流在共模電感上的磁通分布

對于共模電感如何抑制共模電流用一句話可以解釋，即共模電感上流過共模電流時磁環中的磁通相互疊加，從而具有相當大的電感量，對共模電流起到抑制作用。

當兩個線圈流過差模電流時，鐵氧體磁環中的磁力線相反，導致磁通相互抵消，幾乎沒有電感量，所以差模信號可以基本無衰減的通過（考慮到電感本身具有一定的電阻）。所以不僅對于開關電源的輸入濾波器加共模電感，在走差分信號線時也可以加上共模電感來抑制共模電流，以防止電路誤觸發等現象。

4共模電感選取

根據共模電感的額定電流、直流電阻以及額定頻率下阻抗值要求，可以按步驟進行設計：

1根據阻抗值計算最小電感值

2選擇共模電感磁芯材料以及磁芯尺寸

3確定線圈匝數

4選擇導線

共模電感最小電感值計算公式：

Xl為頻率為f時的阻抗值

扼流圈電感值是用負載（單位：Ohms）除以信號開始衰減時的角頻率或以上頻率。例如，在50Ω的負載中，當頻率達到 4000 Hz 或以上時信號開始衰減，則需要使用 1.99 mH（50/2π×4000））的電感。其相應的共模濾波器構造，如下圖6所示：

選擇所需濾波的頻段，共模阻抗越大越好，因此在選擇共模電感時需要看器件資料，主要根據阻抗頻率曲線選擇。

電感量計算出來后和普通設計電感一樣，在此就不詳細展開。

自己在繞制電感時要注意些事項，

1）繞制在線圈磁芯上的導線要相互絕緣，以保證在瞬時過電壓作用下線圈的匝間不發生擊穿短路。

2）當線圈流過瞬時大電流時，磁芯不要出現飽和。

3）線圈中的磁芯應與線圈絕緣，以防止在瞬時過電壓作用下兩者之間發生擊穿。

4）線圈應盡可能繞制單層，這樣做可減小線圈的寄生電容，增強線圈對瞬時過電壓的而授能力

共模電感磁芯的選取磁芯時，形狀尺寸、適用頻段、溫升以及價格都要考慮，常用的磁芯為U型、E型和環形。

相對而言，環形磁芯比較便宜，因為環形只有一個就可制作。而其他形狀的磁芯必須有一對才能為共模電感所用，且在成型時，考慮兩磁芯的配對問題，還須增加研磨工序才能得到較高的磁導率，對于環形磁芯卻不需如此；與其它形狀磁芯相比環形磁芯有較高的有效磁導率，因為兩配對磁芯在裝配時，無論怎樣作業都不可消除氣隙的現象，故有效磁導率比單一封閉形磁芯要低。但環形磁芯繞線成本較高，因其他形狀磁芯有一配套線架在使用，繞線可以機器作業，而環形磁芯只可以手工作業或機器（速度較低）作業；且磁環孔徑小，機器難以穿線，需要人工去繞，費時費力，加工成本高，效率低；安裝不便，若是加底座，則成本會上升。綜合性能比起來，磁環性能較好，價格也較高。因為成本的因素，磁環大多用在大功率的電源上。當然因為體積小，對體積有要求的小功率電源，可以采用磁環磁芯。對于主要作用是濾除低頻噪聲的共模電感，應當選用高磁導率的錳鋅鐵氧體磁芯；相反，應該選用適用于高頻的鎳鋅鐵氧體磁芯或磁粉芯磁芯。通常適用于高頻的磁芯，因其具有分布式氣隙，故磁導率相對較低，二者不可兼得。不過，與普通電感器不同的是，共模電感的作用是對噪聲信號形成較大的插入損耗，以減小噪聲干擾。錳鋅鐵氧體在高頻時，雖然其有效磁導率很小，但磁芯損耗隨頻率增加而增大，對高頻噪聲有較大的阻礙作用，所以也能減弱高頻干擾，只是效果相對較差。然而，較大的磁芯損耗會導致磁芯發熱，而損耗較小的磁芯價格也較高。

第三部分 應用與案例

1 電感應用注意事項

1.1電感和磁珠的聯系與區別

1）電感是儲能元件，而磁珠是能量轉換（消耗）器件

2）電感多用于電源濾波回路，磁珠多用于信號回路，用于EMC對策

3）磁珠主要用于抑制電磁輻射干擾，而電感用于這方面則側重于抑制傳導性干擾。兩者都可用于處理EMC、EMI問題。

EMI的兩個途徑，即：輻射和傳導，不同的途徑采用不同的抑制方法。前者用磁珠，后者用電感。

4）磁珠是用來吸收超高頻信號，象一些RF電路，PLL，振蕩電路，含超高頻存儲器電路（DDR

SDRAM，RAMBUS等）都需要在電源輸入部分加磁珠，而電感是一種蓄能元件，用在LC振蕩電路，中低頻的濾波電路等，其應用頻率范圍很少超過50MHZ。

5）電感一般用于電路的匹配和信號質量的控制上。一般地的連接和電源的連接。

在模擬地和數字地結合的地方用磁珠。對信號線也采用磁珠。

磁珠的大小（確切的說應該是磁珠的特性曲線）取決于需要磁珠吸收的干擾波的頻率。磁珠就是阻高頻，對直流電阻低，對高頻電阻高。比如1000R@100Mhz就是說對100M頻率的信號有1000歐姆的電阻。因為磁珠的單位是按照它在某一頻率產生的阻抗來標稱的，阻抗的單位也是歐姆。磁珠的datasheet上一般會附有頻率和阻抗的特性曲線圖。一般以100MHz為標準，比如2012B601，就是指在100MHz的時候磁珠的Impedance為600歐姆。

2 電感設計原則

電感不飽和（感值下降不超過合理范圍）

由磁滯回線圖可以看出，H加大時，B值也同時增加，但H加大到一定程度后，B值的增加就變得越來越緩慢，直至B值不再變化(u值越來越小，直至為零)，這時磁性材料便飽和了。通常電路中使用的電感都不希望電感飽和（特殊應用除外），其工作曲線應在飽和曲線以內，Hdc稱為直流磁場強度或直流工作點

對于儲能濾波電感，由于需要承受一定的直流電流（低頻電流相對與高頻開關電流也可視為直流），也就是存在直流工作點Hdc不為零。磁芯需加氣隙才能承受較大的直流磁通，如下圖，所以該類電感通常選用鐵粉芯做磁芯（有分散氣隙）。

由于磁芯加了分布氣隙，其飽和過程就不是一個突變而是一個漸變的過程，所以電感的不飽和問題就轉化為電感感值在直流量下的合理下降問題。

對于PFC、BOOST、BUCK以及DC-DC電感，電感的取值通常由設計要求最大紋波電流（Ripple Current）來決定（通常設計指標是最大紋波電流百分比）。

其中，對于BUCK和DC-DC電感，其直流工作點（IAVG）相對恒定，如圖

△Imax是紋波電流峰峰值

這是在最大直流工作點時，所需的電感最小感值。

電感初始感值與最大直流工作點下感值的關系

可從磁芯廠商提供的圖表或計算公式得到。通常，無論如何設計，在最大直流工作點處，都不應低于初始磁導率的30％，否則將導致感值擺動太大而對控制器產生不利影響。

對于PFC、BOOST電感，其直流工作點是50Hz/60Hz的工頻信號，并不固定，如下圖。

此時，最大紋波電流百分比定義為最大紋波電流與額定輸入電壓下的電感電流峰值之比。

注意，BOOST拓撲的最大紋波電流發生在輸入瞬時電壓為BUS電壓一半處，此時占空比為0.5。

，注意，此處的直流工作點是輸入瞬時電壓為BUS電壓一半時對應的輸入瞬時電流。

同時，在最惡劣條件的最大直流工作點下（低壓滿載輸入電流的峰值），

也都不應低于初始磁導率的30％。

對于INV電感，電感的取值通常看控制器能否可靠限流來決定。

由于INV電感需承受RCD等非線性沖擊負載，所以UPS通常有波峰因數比大于3：1的要求，考慮實際逆變限流會稍大于3:1，通常取到4：1，所以，INV電感的最大直流工作點可以設為4:1（4倍于額定負載下的電感電流有效值）。當然，若波峰因數規格要求改變，需要做相應調整。

最大直流工作點下，μdc% 不應低于初始磁導率的30％，否則很可能造成限流不可靠而損壞INV開關管。

感值確定后，選擇恰當的磁芯，查規格可得其AL值，用以下公式就可算出匝數。

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電感損耗導致的溫升在允許的范圍內（考慮使用壽命）

電感主要由磁芯、線圈組成，所以其溫度要求也由這兩方面的限制構成。

磁芯（Core）：

儲能電感的磁芯有鐵粉芯、鐵硅鋁粉芯、鐵氧體等構成，目前使用最多的是鐵粉芯。鐵粉芯存在高溫老化導致失效的問題，其失效機理可解釋如下：鐵粉芯是由鐵磁性粉粒與絕緣介質混合壓制而成，絕緣介質通常是高分子聚合物－樹脂類構成，其在高溫下絕緣性能會慢慢劣化，鐵磁材料間的電阻會越來越小，從而磁芯的渦流損耗越來越大，大的損耗導致更高的溫升，這樣便形成了正反饋，這稱為熱跑脫效應（Thermal Run away）。鐵粉芯磁芯的壽命便是由熱跑脫效應決定的，其與溫度、工作頻率和磁通密度都有關系。目前公司使用較多的MicroMetals公司的鐵粉芯存在上述問題。但也需提醒的是，如絕緣介質無高溫劣化問題，磁芯便不會有熱跑脫效應，這與各公司的使用的材料和工藝有關，并不絕對。

磁芯的溫升與磁芯損耗直接相關，如前所述，磁芯損耗主要由磁滯損耗和渦流損耗構成，對于粉芯類磁芯，由于磁材料間絕緣阻抗很大，渦流損耗幾乎可以忽略不計（但熱跑脫效應是由于渦流損耗越來越大引起）。磁滯損耗只與頻率和交流磁通密度（磁滯回線面積）有關，與其直流工作點磁通密度關系不大，以下公式是MicroMetals公司鐵粉芯磁芯損耗計算的經驗公式：

其中為開關工作頻率，B（單位Gauss）為一個開關周期內交流磁通密度的峰值，其為個開關周期內交流磁通密度峰峰值的一半（）。為常數，與材質有關，常用材質常數見下表。

對于BUCK和DC-DC電感，穩態工作時，脈寬也基本穩定，所以B值很容易確定。但對于PFC、BOOST和INV電感，其脈寬一直是變動的，B值也一直是變動的，所以在一個工頻周期內的瞬時損耗也是不定的，這時的損耗應以一個工頻周期的平均值

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來衡量。

我們知道最大電流紋波發生在輸入（或輸出）是輸出（或輸入）電壓一半的時候得到，其實此時也是瞬時交流磁通密度達到最大的時候，稱之為，所以此時的瞬時損耗也達到最大。經過理論計算與實踐檢驗，發現最惡劣條件下

有如下關系：

其中K與電路拓撲以及輸出電壓調制比

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有關。下圖是半橋和全橋逆變拓撲的電壓調整率與K的關系。

平均功率與峰值功率比和電壓調整率關系圖

目前BUS電壓介于340V~400V間，所以電壓調整率介于0.7~0.9間，由圖可看出K介于0.35~0.6范圍。

線圈（Coil）：

線圈的損耗是電流在導線電阻上產生的。電感中導線的電流通常包含工頻或直流成分的低頻電流和開關頻率的高頻電流。

磁損與銅損的比例：

磁芯的材料（除硅鋼片較好外）通常是熱的不良導體，熱阻較高，而銅線是熱的良導體，熱阻很小。再加上通常用的環形磁芯都是線圈包住鐵芯（內鐵式）。因此線圈上的熱量可以較磁芯上的熱量更好地散發出去。為保證鐵芯溫度可以受控制，

電感的工藝要求可以達成

電感理論設計完成后，就需要考慮工程實現的問題了。

需考慮的工藝問題有：

1）電感線圈是否可繞得下

2）線圈的繞法

電感線圈的繞法主要有循環式、往復式、漸進式三種。

循環式繞法是導線一直沿同一個方向繞制，多層導線之間相互疊壓。

優點：可機器自動繞制，繞線系數高。

缺點：繞線起始端與結束端幾乎沒有間距，層間壓差大，高壓應用時易導致因壓差過高而導線絕緣失效。

往復式繞法是導線繞完一層后反方向再繞下一層后，多層導線之間相互疊壓。起始端與結束端有間距分開。

優點：可機器自動繞制；起始端與結束端有間距分開，可部分解決壓差大導致的導線絕緣失效問題。

缺點：繞線起始端與結束端有間距分開，繞線系數不高。

漸進式繞法是導線由起始端沿一個方向繞到結束端，導線不分層。

優點：導線間壓差小，繞線起始端與結束端有間距分開，適合高壓應用。

缺點：需手工繞制，效率低，成本高；繞線零亂，繞線系數低。

實際應用時，需根據電感工作的電壓來決定選用何種繞法，但由于漸進式繞法的效率低、成本高，非不得已不要選用。

誤差的確定

由于磁芯材料的磁參數均有較大的分布誤差，批次不同或廠商不同則差異可能更大，通常為±15％～25％，所以設計時需考慮在參數偏差時所造成的影響

我們知道電感磁芯是很多電子產品中都會用到的產品，比如：手機，變壓器等等，電子產品在使用過程中都會產生一定的損耗，而電感磁芯也不例外。如果電感磁芯的損耗過大，就會影響電感磁芯的使用壽命。

電感磁芯損耗（主要包括磁滯損耗和渦流損耗兩部分）的特性是功率材料的一個最主要的指標，它影響甚至決定了整機的工作效率、溫升、可靠性。

什么是電感？

電感是把電能轉化為磁能而存儲起來的元件，它只阻礙電流的變化，有通電與未通電兩種狀態，如果電感器在沒有電流通過的狀態下，電路接通時它將試圖阻礙電流流過它；如果電感器在有電流通過的狀態下，電路斷開時它將試圖維持電流不變。

電感磁芯是由線圈和磁芯以及封裝材料組成的，線圈主要起導電作用，即磁芯是由磁導率高的材料組成，把磁場緊密地約束在電感元件周圍增大電感。磁芯是由傳統的硅鋼片，到鐵粉, 鐵氧體, 鐵硅等變化。

電感的損耗

電感的損耗主要來源于磁芯損耗和線圈損耗兩個方面，而且這兩個方面的損耗量的大小又需要根據其不同電路模式來進行判斷。其中，磁芯損耗主要是因為磁芯材料內交替磁場而產生的，它所產生的損耗是操作頻率與總磁通擺幅(ΔB)的函數，會大大降低了有效傳導損耗。線圈損耗則是因為磁性能量變化所造成的能源耗損，它會在當功率電感電流下降時，降低磁場的強度。

電感磁芯損耗

1、磁滯損耗

磁芯材料磁化時，送到磁場的能量有2部分，一部分轉化為勢能，即去掉外磁化電流時，磁場能量可以返回電路；而另一部分變為克服摩擦使磁芯發熱消耗掉，這就是磁滯損耗。

磁滯回線，如下圖：

磁化曲線中陰影部分的面積代表了在一個工作周期內，磁芯在磁化過程中由磁滯現象引起的能量損耗。如上圖可知，影響損耗面積大小幾個參數是：最大工作磁通密度B、最大磁場強度H、剩磁Br、矯頑力Hc，其中B和H取決于外部的電場條件和磁芯的尺寸參數，而Br和Hc取決于材料特性。電感磁芯每磁化一周期，就要損耗與磁滯回線包圍面積成正比的能量，頻率越高，損耗功率越大，磁感應擺幅越大，包圍面積越大，磁滯損耗越大。

2、渦流損耗

在磁芯線圈中加上交流電壓時﹐線圈中流過激勵電流﹐激磁安匝產生的全部磁通Φi在磁芯中通過﹐如下圖。磁芯本身是導體﹐磁芯截面周圍將鏈合全部磁通Φi而構成單匝的副邊線圈。

磁芯中的渦流

根據電磁感應定律可知：U= NdΦ/d t；每一匝的感應電勢﹐即磁芯截面最大周邊等效一匝感應電勢為

因為磁芯材料的電阻率不是無限大﹐繞著磁芯周邊有一定的電阻值﹐感應電壓產生電流ie即渦流，流過這個電阻，引起ie2R損耗﹐即渦流損耗。

3、剩余損耗

剩余損耗是由于磁化弛豫效應或磁性滯后效應引起的損耗。所謂弛豫是指在磁化或反磁化的過程中，磁化狀態并不是隨磁化強度的變化而立即變化到它的最終狀態，而是需要一個過程，這個‘時間效應’便是引起剩余損耗的原因。它主要是在高頻1MHz以上一些馳豫損耗和旋磁共振等，在開關電源幾百KHz的電力電子場合剩余損耗比例非常低，可以近似忽略。

選擇合適的磁芯，要考慮不同的B-H曲線和頻率特性，因為B-H曲線決定了電感的高頻損耗，飽和曲線及電感量。因為渦流一方面引起電阻損耗，導致磁材料發熱，并引起激磁電流加大，另一方面減少磁芯有效導磁面積。所以盡量選擇電阻率高的磁性材料或采用碾軋成帶料的形式以減少渦流損耗。因此，鉑科新材料NPH-L適用于更高頻率、高功率器件的低損耗金屬粉芯。如圖所示：

磁芯損耗是磁芯材料內交替磁場引致的結果。某一種材料所產生的損耗，是操作頻率與總磁通擺幅(ΔB)的函數，從而降低了有效傳導損耗。磁芯損耗是由磁芯材料的磁滯、渦流和剩余損耗引起的。所以，磁芯損耗是磁滯損耗、渦流損耗和剩磁損耗的總和。公式如下：

磁滯損耗為磁滯現象產生的功率損耗，正比于磁滯回線包圍的面積。當穿過磁芯的磁場發生變化時磁芯內產生渦流，渦流產生的損耗叫做渦流損耗。剩余損耗是除了磁滯損耗和渦流損耗以外其他所有損耗。

這一公式是用于測定磁通密度的峰值，與磁芯損耗曲線并用，應用在正弦波上，在這狀態下，磁芯產生—種磁通密度峰與峰之間的擺幅(ΔB)，這一擺幅是上述公式所計算出的磁芯損耗磁通密度峰值的兩倍，如下圖所示：

總結：在總損耗主要是由磁芯損耗而不是銅損耗引起的電感器用途上，可用磁導率較低的磁芯材料改進。

3 電感應用案例

3.1 電感絕緣層破損導致短路問題

【問題現象】

XX設備首次上電出現電感打火短路的問題

【問題根因】

電感繞線出線時操作不規范，導致絕緣漆破損，首次上電時出現打火。

【解決方案】

優化電感立繞制程工藝，增加出線絕緣膠帶

【案例點評】

大功率電感需要做好絕緣。

3.2 磁芯材料選擇不合理導致電感發燙問題

【問題現象】

XX單板在運行過程中12V轉5V的DC-DC開關電源的2.3uH電感發燙，空載達到了56℃，滿載接近90℃。該電源的最大輸出電流為0.75A，開關頻率為500KHz

【問題根因】

對比分析，其它單板上的DC-DC電源也用了這顆電源，開關頻率為300KHz。交叉電感，問題跟隨單板。

測量電感值，發現電感在100k頻率下的電感值為2.13uH，在300KHz頻率下的電感值為1.98uH，在500kHz頻率下的電感值為1.67uH。與電感廠家確認，問題電感使用的磁芯錯誤，磁芯材料在500kHz時磁導率下降。

【解決方案】

電感改用正確的磁芯，支持500kHz的頻率

【案例點評】

開關電源電路選擇電感時需要考慮電感的頻率范圍

3.3 電感的嘯叫

凡是做過開發工作的人員都有這樣的經歷，測試開關電源或在實驗中有聽到類似產品打高壓不良的漏電聲響或高壓拉弧的聲音不請自來：其聲響或大或小，或時有時無；其韻律或深沉或刺耳，或變化無常者皆有。

1、變壓器(Transformer)浸漆不良：包括未含浸凡立水(Varnish)。嘯叫并引起波形有尖刺，但一般帶載能力正常，特別說明：輸出功率越大者嘯叫越甚之,小功率者則表現不一定明顯。一款72W的充電器產品中就有過帶載不良的經驗，并在此產品中發現對磁芯的材質有著嚴格的要求。(此款產品客戶要求較為嚴格)補充一點，當變壓器的設計欠佳也有可能工作時振動產生異響。

2、 PWM IC接地走線失誤：通常產品表現為會有部分能正常工作，但有部分產品卻無法帶載并有可能無法起振的故障，特別是應用某些低功耗IC時，更有可能無法正常工作。

3、光耦(Opto Coupler)工作電流點走線失誤：當光耦的工作電流電阻的位置連接在次級濾波電容之前時也會有嘯叫的可能，特別是當帶載越多時更甚。

4、基準穩壓(Regulator)IC TL431的接地線失誤：同樣的次級的基準穩壓IC的接地和初級IC的接地一樣有著類似的要求，那就是都不能直接和變壓器的冷地熱地相連接。如果連在一起的后果就是帶載能力下降并且嘯叫聲和輸出功率的大小呈正比。當輸出負載較大，接近電源功率極限時，開關變壓器可能會進入一種不穩定狀態：前一周期開關管占空比過大，導通時間過長,通過高頻變壓器傳輸了過多的能量；直流整流的儲能電感本周期內能量未充分釋放，經PWM判斷在下一個周期內沒有產生令開關管導通的驅動信號或占空比過小；開關管在之后的整個周期內為截止狀態，或者導通時間過短;儲能電感經過多于一整個周期的能量釋放，輸出電壓下降，開關管下一個周期內的占空比又會大……如此周而復始，使變壓器發生較低頻率(有規律的間歇性全截止周期或占空比劇烈變化的頻率)的振動，發出人耳可以聽到的較低頻率的聲音。同時，輸出電壓波動也會較正常工作增大。當單位時間內間歇性全截止周期數量達到總周期數的一個可觀比例時，甚至會令原本工作在超聲頻段的變壓器振動頻率降低，進入人耳可聞的頻率范圍，發出尖銳的高頻“嘯叫”。此時的開關變壓器工作在嚴重的超載狀態，時刻都有燒毀的可能——這就是許多電源燒毀前“慘叫”的由來，相信有些用戶曾經有過類似的經歷。

5、空載

或者負載很輕時開關管也有可能出現間歇性的全截止周期，開關變壓器同樣工作在超載狀態，同樣非常危險。針對此問題，可通過在輸出端預置假負載的方法解決，但在一些“節省”的或大功率電源中仍偶有發生。當不帶載或者負載太輕時，變壓器在工作時所產生的反電勢不能很好的被吸收。這樣變壓器就會耦合很多雜波信號到你的1.2繞組。這個雜波信號包括了許多不同頻譜的交流分量。其中也有許多低頻波，當低頻波與你變壓器的固有振蕩頻率一致時，那么電路就會形成低頻自激。變壓器的磁芯不會發出聲音。我們知道，人的聽覺范圍是20--20KHZ。所以我們在設計電路時，一般都加上選頻回路。以濾除低頻成份。從你的原理圖來看，你最好是在反饋回路上加一個帶通電路，以防止低頻自激.或者是將你的開關電源做成固定頻率的即可。

6、大功率開關電源短路嘯叫

相信大家遇到過這種情況，開關電源在滿載后突然將電源短路測試，有時候會聽到電源有嘯叫的情況；或者是在設置電流保護時，當電流調試到某一段位，會有嘯叫，其嘯叫的聲音抑揚頓挫，甚是煩人，究其原因主要為以下：

當輸出負載較大,接近電源功率極限時,開關變壓器可能會進入一種不穩定狀態:前一周期開關管占空比過大,導通時間過長,通過高頻變壓器傳輸了過多的能量;直流整流的儲能電感本周期內能量未充分釋放,經PWM判斷,在下一個周期內沒有產生令開關管導通的驅動信號或占空比過小;開關管在之后的整個周期內為截止狀態,或者導通時間過短;儲能電感經過多于一整個周期的能量釋放,輸出電壓下降,開關管下一個周期內的占空比又會大…… 如此周而復始,使變壓器發生較低頻率(有規律的間歇性全截止周期或占空比劇烈變化的頻率)的振動,發出人耳可以聽到的較低頻率的聲音. 同時,輸出電壓波動也會較正常工作增大.當單位時間內間歇性全截止周期數量達到總周期數的一個可觀比例時,甚至會令原本工作在超聲頻段的變壓器振動頻率降低,進入人耳可聞 的頻率范圍,發出尖銳的高頻“哨叫”.此時的開關變壓器工作在嚴重的超載狀態,時刻都有燒毀的可能——這就是許多電源燒毀前“慘叫”的由來,相信有些用戶曾經有過類似的經歷. 空載,或者負載很輕時開關管也有可能出現間歇性的全截止周期,開關變壓器同樣工作在超載狀態,同樣非常危險.

針對此問題,可通過在輸出端預置假負載的方法解決,但在一些“節省”的或大功率電源中仍偶有發生.當不帶載或者負載太輕時,變壓器在工作時所產生的反電勢不能很好的被吸收.這樣變壓器就會耦合很多雜波信號到你的1.2繞組.這個雜波信號包括了許多不同頻譜的交流分量.其中也有許多低頻波,當低頻波與你變壓器的固有振蕩頻率一致時,那么電路就會形成低頻自激.變壓器的磁芯不會發出聲音.我們知道,人的聽覺范圍是20--20KHZ.所以我們在設計電路時,一般都加上選頻回路.以濾除低頻成份.從你的原理圖來看,你最好是在反饋回路上加一個帶通電路,以防止低頻自激.或者是將你的開關電源做成固定頻率的即可。

實例：

我們現在就來分析下此電路關鍵器件對性能參數的影響，限流電阻R=R110//R111//R112//R113//R114.

該電阻的作用是檢測輸出電流，當輸出電流超過閥值時，將關閉輸出電流。根據負載瞬態最大電流的要求來調整限流電阻的取值，使最大輸出電流不小于瞬態最大電流。

R115，R116調整輸出電壓Vo=1.25*（1+R116/R115）。

C112為內部震蕩電路的頻率調整電容，電容變小，則頻率升高，一般情況，輸出方波頻率等于該震蕩頻率。頻率越高輸出紋波越小。

L110電感量越大，則輸出紋波越小，紋波的大小還會影響到輸出電壓調整的靈敏度，紋波越小，靈敏度越高，輸出電壓越穩定。但是芯片的SE腳將出現雜亂的窄脈沖開關電流波形，L110電感容易嘯叫。紋波越大，輸出靈敏度越低，輸出電壓穩定度降低，SE腳出現開關電流頻率較穩定，L110電感不會嘯叫。

C115的ESR越小，則允許流經電容的紋波電流越大，保證電容使用壽命的同時，紋波電壓也越小。同樣電容的容量越大，紋波電壓也越小。

R117為反饋電阻，把輸出方波疊加在鋸齒波上，可以降低電壓調整靈敏度，穩定輸出方波電流，避免電感嘯叫。

穩壓電源電路輸出的開關電流的頻率接近或落入音頻范圍，或周期性方波群的周期頻率接近或落入音頻范圍。周期性電流經過電感線圈，產生交變磁場，該電感線圈在交變磁場作用下產生振動而發出聲音。34063的輸出穩壓是以PWM方式實現的，芯片的最大占空比的限制以及輸出電壓，決定了最低輸入電壓，而芯片的耐壓決定了最高輸入電壓，在電壓調整靈敏度適當的情況下，輸入電壓變高，則輸出方波脈寬變窄，即占空比變小，當輸入電壓高到某個數值時，占空比無法再小，為了繼續穩壓，不同的芯片有不同的處理方式，有的降低頻率，有的則周期性的丟棄一些脈沖。周期性丟棄的脈沖群如果周期頻率接近或落入音頻范圍，就會發生電感嘯叫的情況，而如果降頻處理后的開關電流的頻率接近或落入音頻范圍，也會引起電感的嘯叫。

解決方法

提高輸出開關電流的頻率。

當“輸入輸出比”較大時，對于會周期性丟棄脈沖的芯片來講，可調整如上圖所示C112，降低頻率，來獲取更大的占空比調整范圍，避免出現周期性的方波群落入音頻的范圍，從而避免電感的嘯叫。

調整R117反饋電阻，即改變電壓調整靈敏度，避免開關電流頻率出現接近或落入音頻周期范圍內的周期性方波群。從而避免電感的嘯叫。

添加C111電容，降低電壓調整靈敏度，避免開關電流頻率出現接近或落入音頻周期范圍內的周期性方波群。從而避免電感的嘯叫。

在紋波允許范圍內，適當加大紋波幅度，必要的話多加一級濾波。

L110 電感改善工藝，減小振動嘯叫，如要求供應商增加浸漆工序等。

晶揚電子 | 電路與系統保護專家

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