電信和無線網絡系統通常采用-48 VDC電源運行。由于直流電源更簡單，因此可以使用電池構建備用電源系統，而無需逆變器。直流電可以儲存在電池中，市電中斷時，可以利用這些電池持續供電一段時間。然而，-48 VDC必須首先高效地轉換為正中間總線電壓，然后經過升壓才能為PA供電，或降壓為正工作電源，供數字基帶單元(BBU)使用。容量為100 W至350 W的電源足以覆蓋許多應用需求。正激式轉換器是一個不錯的選擇，已廣泛用于電信BBU和RRU很多年。

隨著對移動數據的需求持續增長，新市場和新應用不斷涌現。正激式轉換器現在面臨著嚴峻挑戰，尤其是這些新型無線電設計的輸出功率要求超過了500 W。本文提出了一種可堆疊和交錯的多相高壓反相降壓-升壓控制器，它能應對所有這些需求/挑戰，滿足當今5G電信設備的要求。但首先，-48 VDC從何而來？為什么需要負電位？

01 典型電信直流電源系統

電信和無線網絡通常采用-48 VDC電源運行，但為什么呢？簡單來說，選擇-48 VDC（也稱為正極接地系統）的原因是它能提供足夠的功率來支持電信信號，而且在進行電信活動時對人體更安全。根據當前的安全法規和電氣規范，任何在50 VDC或以下運行的電路都是安全的低壓電路。另一個原因是，-48 VDC便于電信運營商輕松使用串聯的12 V鉛酸電池作為備用電源，在電網系統斷電時持續供電。-48 VDC仍然是提供有線和無線服務的通信設施的標準，因為人們認為與正電壓相比，它對金屬造成的腐蝕更少（或者說至少能抑制電偶腐蝕）。圖1為典型電信直流電源系統的示意圖，重點顯示了-48 VDC的創建和分配方式。電信直流電源系統通常包括：國家電網系統、柴油發電機、自主式交流自動切換開關(ATS)、配電系統、太陽能電池板或電路板、控制器和充電器、整流器、串聯布置的備用電池，以及相應的電纜和斷路器。

圖1.典型電信直流電源系統的示意圖

當電網斷電時，柴油發電機會自動啟動，為直流端口系統提供交流電源。ATS將供給設備的不同電源電壓同步。由于現場大多數電信設備都需要直流電源，因此來自電網或柴油發電機的交流電通過整流器轉換為-48 VDC。這些冗余整流器用于將交流電源轉換為-48 VDC電源，從而對電池進行涓流充電并支持關鍵負載。電池處于浮動狀態，如果整流器無法提供-48 VDC電源，則電池將為電信設備或其他負載提供該電源。BTS或RRH不會注意到實際電源的差異，一切都保持正常運行。當電源恢復時，整流器再次接管。本質上，整個發電廠就像一個大型不間斷電源(UPS)。

02 正激式轉換器的局限性

了解-48 VDC的來源之后，接下來我們討論業界常用的將-48 VDC轉換為正電壓的PoL拓撲之一。許多電信PoL設計人員使用有源鉗位正激式轉換器來實現反相降壓-升壓設計。此外也使用其他電路形式，例如推挽式、半橋式或全橋式轉換器。好處是變壓器泄漏的大部分能量可以通過其近乎無損的回收方法回收。對于PoL設計人員而言，首先了解有源鉗位復位固有的基本時序是非常重要的。事實上，鉗位電容的尺寸選擇不當可能會導致PoL占空比增加，進而造成變壓器飽和，并對主開關的長期可靠性造成影響。圖2顯示了傳統的低側變壓器復位有源鉗位正激式轉換器電路設計。變壓器復位機制包括CCLAMP和Q1。

圖2.傳統的低側變壓器復位鉗位有源正激設計

與有源鉗位相關的一些缺點包括需要準確地確定鉗位電容的大小。電容值越大，產生的電壓紋波越小，但會帶來瞬態響應限制。有源鉗位正激拓撲需要使用先進的控制技術，以實現有源鉗位和主開關柵極驅動之間的延遲時序同步。與有源鉗位相關的另一個缺點是，如果未能鉗位到某個最大值，增大的占空比可能會導致變壓器飽和，或給主開關帶來額外的電壓應力，這可能造成災難性后果。最后，有源鉗位正激式轉換器是單級DC-DC轉換器。隨著功率水平的提高（例如，5G系統中800 W設備正在成為常態），多相設計將為這些高耗電應用帶來更多優勢。單相轉換器無法提供使用多相交錯操作帶來的任何收益。此外，有源鉗位正激設計無法將較低輸出功率設計類似的結果擴展到更高輸出功率。下一節將介紹反相降壓-升壓轉換器 MAX15258 。圖3為5G宏基站或毫微微基站的RRU板電源的典型簡化框圖。熱插拔控制器幾乎普遍放在-48 VDC轉換器的前面。全功能-48 VDC熱插拔電源管理器的示例包括 ADM1073 和 LTC4284，都非常適合這些應用。

圖3.5G宏基站電源框圖

03 重點IC器件

MAX15258是一款具有I2C數字接口的高壓多相升壓控制器，可在單相或雙相升壓/反相-降壓-升壓配置中支持多達兩個MOSFET驅動器和四個外部MOSFET。兩個控制器可以堆疊，以構成三相或四相配置。該器件以適當的相移量驅動各相，盡可能有效地消除紋波。配置為反相降壓-升壓轉換器時，MAX15258具有一個內部高壓反饋電平轉換器，用于對輸出電壓實施差分檢測。圖4為實現交錯式兩相反相降壓-升壓設計的簡化框圖。

圖4.兩相交錯反相降壓-升壓的簡化框圖

借助該IC，與正激式轉換器設計不同，設計人員在設計計算步驟中無需考慮可能存在的（15%至20%）相位不平衡。該控制器依靠固定頻率峰值電流模式架構來調節輸出，這種架構可提供快速瞬態響應。該器件通過RSENSE監測每相的低側MOSFET電流，并使用差分電流檢測信號，以確保在主機-節點配置中堆疊兩個MAX15258 IC時實現正確的有源相電流平衡行為。電流不平衡將作為反饋應用于逐周期電流檢測電路，這有助于調節，使負載電流在兩相之間實現均流。在三相或四相操作中，節點器件使用差分（CSIO+、CSIO-）信號將其平均電流傳送至主機控制器。正是這種準確的電流平衡特性使得MAX15258對PoL設計人員非常有吸引力。圖5顯示了四相交錯反相降壓-升壓-48 VIN至+48 VOUT800 W電源，其中CSIO+和CSIO-信號連接兩個控制器。請注意，兩個器件的SYNC引腳也已連接，以確保協調相位交錯方案的時鐘同步。

圖5.四相交錯反相降壓-升壓-48 VIN至+48 VOUT800 W，CSIO+和CSIO-信號連接控制器

同樣，MAX15258本質上是一個以相對較低的頻率運行的升壓轉換器。這自然會降低開關損耗，而開關損耗是這些轉換器中最重要的功率損耗因素。該器件支持高達1 MHz的開關頻率。在多相操作中，各相并行運行，并且都以相同的頻率運行（但交錯）?？偟刃ьl率為N × Freq，其中N是相數，但損耗是每個轉換器的頻率損耗。交錯實現方案會在一定程度上抵消輸出電容的紋波電流。輸入紋波電流大大降低，因此可以使用更小的輸入電感。使用ADI獲得專利的耦合電感(CL)技術還有助于衰減輸出紋波電流，從而可以使用較便宜且紋波電流額定值較低的電容。這導致效率提高，同時總體PoL PCB尺寸減小。本質上，它以很高的等效總頻率提供大量輸出功率，但每個轉換器在低損耗區域以低頻率運行。通過這一巧妙設計，使MAX15258成為-48 VDC轉換的先進解決方案。

有源鉗位正激拓撲限制了實現占空比的能力，使得某些VIN和VOUT組合難以工作。隨著電信OEM在同一平臺上組合不同頻段，支持不同PA輸出電壓范圍的能力已成為一項硬性要求。有源鉗位正激式轉換器的輸出功率有限。MAX15258滿足IPC9592B引腳間隙或PCB導體間距要求，支持高達56 V的峰值電壓。IPC9592B標準提供了一個公式來計算30 V至 ~100 V工作電壓下的PWB表面間隙，即：間隙(mm) = 0.1 + VPEAK × 0.01（例如，在56 V情況下，高壓引腳與其他引腳之間的間隙為0.66 mm）。

歸根結底，有源鉗位正激式轉換器需要太多復雜的步驟才能確保變壓器不會飽和。然而，MAX15258會自動使電壓反相，以非常高的效率提供非常高的輸出功率，并具有出色（更高）的占空比能力。這些特性支持可擴展和可堆疊（最多四相）平臺設計，提供靈活且穩定的占空比控制，以適應較寬的VIN和VOUT范圍。圖6顯示了基于耦合電感的MAX15258 800 W參考設計在不同VIN和VOUT條件下的效率曲線。這些曲線清楚地表明，由于傳導損耗較低，效率可達到98%或更高，非常出色。所有這一切都是以較低的相對BOM成本實現的。

圖6.MAX15258 CL 800 W參考設計在不同VIN和VOUT條件下的效率曲線

通過I2C數字接口，用戶可以從MAX15258讀回大量遙測信息，包括VIN、VOUT、相電流和故障狀態。

此外，輸出電壓可以通過數字接口動態設置。圖7a顯示了MAX15258 CL 800 W參考設計在-48 VIN和+48 VOUT(16 A IOUT)條件下，以穩態負載電流工作時測得的伯德圖。結果顯示，相位裕量為74.4°，增益裕量為-20.7 dB。圖7b顯示了負載瞬態響應曲線?？梢杂^察到，開關邊沿非常干凈，過沖幾乎為零，振鈴為零。

圖7.(a) 以穩態負載電流工作時測得的伯德圖；(b) 負載瞬態響應：Ch3—VOUT(AC)，1 V/div；Ch2—ILOAD，10 A/div。

04 結論

網絡運營商將不得不在更多的地方，以超越以往的更快速度安裝更多小型基站。當然，這些產品中的PoL需要非常高效，額定電源轉換效率至少要達到98%。MAX15258高壓反相降壓-升壓控制器設計具有高性價比、高效率且可擴展的優點，允許在同一PCB布局上輕松添加和刪除相位。這些優勢有助于電源轉換器設計人員提高電源轉換效率。ADI公司將繼續應對這些難題和類似的挑戰，充分運用電源架構方面的豐富專業知識，面向5G市場開發更多的-48 VDC高功率轉換解決方案。