1、摘要

功率因數校正電路對離線電源的輸入電流波形進行整形，以使從電源吸取的有功功率最大化。在理想情況下，電器應該表現為一個純電阻的負載，此時電器吸收的反射功率為零。在這種情況下，本質上不存在輸入電流諧波。電流是輸入電壓（通常是一個正弦波）的完美復制品，而且與其同相。在這種情況下，對于進行所需工作所要求的有功功率而言，從電網電源吸收的電流最小，而且還減小了與配電發電以及相關過程中的基本設備有關的損耗和成本。由于沒有諧波，也減小了與使用相同電源供電的其他器件之間的干擾。當今眾多電源采用PFC的另一個原因，是為了符合規范要求?，F在，歐洲的電氣設備必須符合歐洲規范EN61000?3?2。這一要求適用于大多數輸入功率為75 W或以上的電器，而且它規定了包括高達39次諧波在內的工頻諧波的最大幅度。雖然美國還沒有提出此類要求，但是希望在全球銷售產品的電源制造商正在設計符合這一要求的產品。

定義

功率因數校正可簡單地定義為有功功率與視在功率之比，即：

其中有功功率是一個周期內電流和電壓瞬時值乘積的平均值，而視在功率是電流的rms值與電壓的rms值的乘積。如果電流和電壓是正弦波而且同相，則功率因數是1.0。如果兩者是正弦波但是不同相，則功率因數是相位角的余弦。在電

工基礎課程中，功率因數往往就是如此定義，但是它僅適用于特定情況，即電流和電壓都是純正弦波。這種情況發生在負載由電阻、電容和電感元件組成，而且均為線性（不隨電流和電壓變化）的條件下。

因為輸入電路的原因，開關模式電源對于電網電源表現為非線性阻抗。輸入電路通常由半波或全波整流器及其后面的儲能電容器組成，該電容器能夠將電壓維持在接近于輸入正弦波峰值電壓值處，直至下一個峰值到來時對電容再進行

充電。在這種情況下，只在輸入波形的各峰值處從輸入端吸收電流，而且電流脈沖必須包含足夠的能量，以便在下一個峰值到來之前能維持負載電壓。這一過程通過在短時間內將大量電荷注入電容，然后由電容器緩慢地向負載放

電來實現，之后再重復這一周期。電流脈沖為周期的10%到20%是十分常見的，這意味著脈沖電流應為平均電流的5到10倍。圖1描述了這種情況。

請注意，盡管電流波形有嚴重失真，電流和電壓仍可以完全同相。應用“相位角余弦”的定義會得出電源的功率因數為1.0的錯誤結論。

圖2顯示了電流波形的諧波內容?；ǎㄔ诒纠袨?0 Hz）以 100%的參考幅度顯示，而高次諧波的幅度則顯示為基波幅度的百分比。注意到幾乎沒有偶次諧波，這是波形對稱的結果。如果波形包含無限窄和無限高的脈沖（數學上

稱為δ函數），則頻譜會變平坦，這意味著所有諧波的幅度均相同。順便說一下，這個電源的功率因數大約為 0.6。

作為參考，圖 3 顯示了功率因數校正完好的電源輸入。它的電流波形和電壓波形的形狀和相位都極為相似。注意到它的各輸入電流諧波幾乎都為零。

功率因數校正和諧波削減的關系

從前面的描述可以清楚的看到，高功率因數和低諧波是一致的。但是，它們之間沒有直接的關系，總諧波失真和功率因數的關系體現在下列等式。

THD表示：諧波失真。諧波失真是指輸出信號比輸入信號多出的諧波成分。諧波失真是系統不是完全線性造成的。所有附加諧波電平之和稱為總諧波失真：

其中Kd是失真系數，等于：

因此，當輸入電流的基波分量和輸入電壓同相時，Kθ = 1，且：

如前所述，即使是完美的正弦電流，只要它的相位和電壓不一致，也會得出欠佳的功率因數。

則，得出功率因子與諧波失真的關系：

由此得出，10%的THD對應大約等于0.995的功率因數。顯然，無論是從電流的最小化還是減小對其他設備的干擾角度來看，對每個諧波設定限制可以更好地完成控制輸入電流“污染”的任務。雖然這個對輸入電流進行整形的過程通常被稱作功率因數校正，但在國際規范中，通常以諧波含量來衡量整形是否成功。

功率因數校正的類型

圖 3 所示的輸入特性由“有源”功率因數校正獲得，把開關模式升壓轉換器置于輸入整流器和儲能電容之間，轉換器由比較復雜的 IC 進行控制，它的附加電路能對輸入電流進行整形，以匹配輸入電壓的波形。這是在當今電源中最常用的 PFC 類型。但并不是唯一的類型。沒有規則要求 PFC 必須由有源電路（晶體管、IC 等）構成。任何能夠使得諧波低于規范限制的方法都是允許的。

結果表明，在與有源電路相同的位置上放置電感也可以達到限制諧波的目的。一個足夠大的電感會減小電流的峰值，并且在時間上將電流波形展寬來減少諧波以使之符合規范。這種方法已經在一些臺式個人計算機電源中得到應用，其電感的尺寸（大約為 50mm 3 ）及其重量（鐵心和銅繞組）是可以接受的。在功率水平超過典型個人電腦功率(250W)的情況下，由于受到尺寸和重量的限制，很少使用這種無源方法。圖 4 顯示了三個不同的 250W 計算機電源的輸入

特性，所有的電流波形具有相同的比例系數。