對數放大器（俗稱對數放大器）可用于突發檢測和測量，因為它們具有檢測動態范圍很大的信號的能力。單片對數放大器能夠在3.5 GHz的頻率下檢測短至20 ns的RF突發，并且可以檢測高達120 dB的幅度變化。1Logamp猝發檢測器通常用于雷達和幅度鍵控（ASK）信號解調等應用中。本文介紹了設計人員在將對數放大器應用于這些任務時必須考慮的問題，并討論了與測量對數放大器的脈沖響應時間相關的技術和陷阱。

要了解對數放大器如何檢測RF突發信號，首先必須了解對數放大器的基本操作。圖1顯示了典型對數放大器的簡化框圖。該設備的核心是級聯的線性放大器鏈，每個放大器的增益通常在10至20 dB之間。為簡單起見，此示例顯示了一個由五個放大器級組成的鏈，每個級的增益為20 dB或10X。一個小的連續正弦波被饋入鏈中的第一個放大器，并在鏈中前進。在某個階段，它變得如此之大以至于開始削波。在此示例中，削波（或限制）電平已設置為+ 1-VDC峰值，并且發生在第三級的輸出端。削波后的信號繼續通過信號鏈，并保持其+ 1-VDC峰值幅度。

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每個放大器輸出端的信號被饋送到全波整流器或檢測器中，這些整流器的輸出相加在一起。然后將求和后的輸出施加到低通濾波器，該濾波器可消除經求和的全波整流信號的紋波。（某些對數放大器具有內置的低通輸出濾波器，而另一些對數放大器則需要外部濾波器。）隨著輸入信號呈指數增長，總電流線性增加，因此輸出信號與輸入信號的包絡線的對數成正比。當輸入信號是連續的（非脈沖）時，對數放大器會通過輸出穩定的直流電壓來做出響應。（有關對數放大器工作原理的更詳細說明，請參見參考文獻2。）

現在考慮如果輸入信號不是連續的，而是打開和關閉脈沖會發生什么。對數放大器的響應時間（即輸出響應其輸入的變化而變化的時間）由低通輸出濾波器的RC時間常數決定。該濾波器的帶寬通常稱為視頻帶寬。將視頻帶寬設置得很高顯然會為低頻輸入信號產生殘留的輸出紋波。例如，圖2顯示了AD8313的響應單片對數放大器達到10kHz輸入突發。AD8313的工作頻率可達2.5 GHz，動態范圍達到65 dB。由于AD8313的片上視頻帶寬設置為大約13 MHz，因此，響應于該低頻輸入，會有過多的輸出紋波。這種情況說明了一個事實，即低通輸出濾波器的轉折頻率決定了對數放大器的最小輸入頻率。Logamp設計人員通常將最小輸入頻率設置為視頻帶寬的5到10倍之間的某個值。但是，只要使用了足夠的外部低通濾波，對數放大器就可以用于檢測較低頻率的輸入而不會造成任何損失。（在某些情況下，這可能與在對數輸出中添加負載電容器一樣簡單。3

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對數放大器的視頻帶寬不應與其輸入信號帶寬混淆。單片對數放大器的輸入信號帶寬通常在50 MHz至約2.5 GHz的范圍內，而輸出濾波器的視頻帶寬通常在1至30 MHz的范圍內。下表列出了許多ADI公司對數放大器的最大輸入頻率和視頻帶寬。注意，AD640和AD641沒有任何片上低通濾波器，需要外部濾波。這種布置的優點是可以將轉折頻率設置為任意高的頻率。這樣可以產生低至6 ns的上升時間。

為響應時間選擇對數放大器時，設計人員必須考慮其主要應用。圖3顯示了用于電路中的對數放大器，用于檢測簡單的ASK信號。在此示例中，RF突發的存在或不存在傳達了數字信息的1和0。它也可用于雷達應用，其中突發的到達時間是要測量的關鍵參數。

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盡管對數放大器檢測到的信號可能會在較大的動態范圍內變化，但對數放大器的輸出幅度并不重要。重要的是它檢測到突發的存在或不存在。實際上，在所示的應用中，對數放大器的輸出被饋送到比較器。比較器的閾值設置為與對數放大器輸入電平相對應的電壓，該電壓略高于其動態范圍的底部。在這樣的應用中，通常的做法是將響應時間指定為10％到90％的上升時間，即信號從其最終值的10％變為90％所花費的時間。盡管此標準并未指出對數放大器提供輸入幅度的精確讀數之前需要花費多長時間，但它確實很好地表明了對數放大器可以檢測到的脈沖寬度。

在測量輸入信號大小至關重要的應用中，將響應時間定義為突發開始到對數放大器的輸出達到其最終值的某個部分（0.5 dB）之間的時間更為合適。通常使用最終價值）。

圖4a和b顯示了AD8314上脈沖響應測量的結果針對手機中傳輸的時分多址（TDMA）突發的檢測和控制進行了優化。對數放大器的工作頻率為100 MHz至2.5 GHz，動態范圍為45 dB。圖4a顯示了+ 10、0，–10和–20 dBm輸入電平的輸出響應（顯示了+ 10-dBm輸入信號）。顯而易見，對數放大器的輸出信號的下降沿存在問題。與上升沿相比，該圖的下降沿有一條長尾巴，沉降很慢。但是，仔細檢查后，可以得出結論，對數放大器確實在做應做的事情—檢測到在很大動態范圍內變化的信號。仔細觀察圖4a中輸入信號的衰減，可以看出，在300 ns突發結束時，它不會立即完全關閉。該信號衰減到人眼幾乎看不見的水平，例如示波器。但是，在對數域中，信號在突發結束后仍然相對較大。當然，對數放大器會檢測到相對較大的信號。

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圖4b顯示了+ 10-dBm輸入信號放大到更大的比例。在這里，很明顯，突發在較低的水平上持續了額外的100 ns，并且在此之后需要更多的時間才能穩定下來。這種100 ns突發擴展的結果在對數放大器的輸出處清晰可見。請注意，此問題在爆發開始時并不明顯。上升時，輸入信號會迅速從零斜升到接近其最終值的值。上升時間的穩定部分需要經過一個以分貝為單位的很小的電壓范圍。例如，log（20）– log（10）> log（100）– log（90）。

顯然，精確控制脈沖串的關斷對于測量對數放大器輸出的下降時間至關重要，這比線性放大器更為關鍵。圖5顯示了用于精確測量對數放大器上升和下降時間的電路。脈沖發生器用于打開和關閉RF源。為了從對數放大器接收到尖銳的下降沿響應，必須以100 ps的增量調整脈沖發生器的脈沖寬度。這樣，就可以調整RF發生器的控制，直到關閉脈沖使猝發停止，就像它過零一樣。RF發生器對猝發使能信號做出反應的能力也很關鍵。通常，發生器的這種特性是未知的，確定它需要進行一些實驗。

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在這些信號測量過程中，均使用場效應晶體管（FET）探頭，因為它們貢獻的負載電容很小。對于對數放大器的輸出的測量尤其如此，因為即使很小的負載電容也可以形成具有對數放大器的輸出阻抗的低通濾波器，并減慢輸出邊沿。

到目前為止，討論集中在檢測RF突發（也稱為RF脈沖）上，即先打開，保持一小段時間然后關閉的AC信號。對數放大器還可以檢測基帶脈沖，但是并未針對此功能進行優化。基帶脈沖被定義為一種信號，它在短時間內從一個DC電平（通常但不總是0 VDC）變為另一個電平，然后又恢復為原始值。一個很好的例子可能是來自光電二極管的信號。通常，需要該脈沖的直流耦合。由于大多數對數放大器內部都采用直流耦合，因此從根本上講是可行的。但是，當使用帶差分輸入的單電源對數放大器時，存在一個實際的限制。輸入信號必須放置在比接地電位高幾伏的位置，以便對第一級進行適當的偏置。此外，

圖6顯示了如何使用差分放大器AD8138對信號進行電平轉換和轉換為差分形式。的AD8138的差分輸出然后驅動AD8310數放大器，其具有大約1 k的輸入阻抗Ω。四個499-Ω電阻設置差分放大器的增益統一。通過向AD8138的VOCM引腳施加+2.5 VDC（來自電源基準的電阻分壓器），可實現+2.5 VDC的輸出共模（或偏置）電壓。

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在此應用中，有必要調整電路的失調電壓。請記住，僅幾個毫伏的偏移量就可以大大減小對數域的動態范圍。在正常（交流耦合）工作條件下，AD8310補償其內部失調電壓。（這是通常建議使用AC耦合的另一個原因。）當輸入為DC耦合時，必須禁用該失調補償電路。這是通過向AD8310的OFLT引腳施加大約+1.9 VDC的標稱電壓來實現的。請注意，這不會調整對數放大器的失調電壓，只是將其保持在固定水平，并防止了對數放大器的失調補償電路將直流輸入信號誤解為失調。

因此，AD8138的微調可以補償兩個器件的失調。通過將電路的輸入端接地并將AD8138的反相輸入端上的增益電阻（在此示例中使用50Ω電位計）稍微改變，直至AD8310的輸出端的電壓達到最小值，即可進行修整。修整后，動態范圍的下限受到AD8138輸出端的寬帶噪聲限制，其峰峰值約為425μV。圖7顯示了該電路如何響應一系列幅度為1 mV，10 mV，100 mV和+1 VDC的100μs脈沖。該電路可以檢測到窄至40 ns的脈沖。脈沖之前和之后輸出信號上的過多噪聲歸因于信號發生器噪聲。

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