引言

受拓撲結構和開關損耗的影響，半橋硬開關電路的重量、體積、噪聲及功率等級等技術指標在一定程度上受到限制，因此中大功率開關電源的主電路基本都采用全橋電路結構。鐵路客車電源主電路一般選用IGBT作為其功率開關器件，由于IGBT存在拖尾電流，而ZVZCS PWM 變換電路較其他全橋軟開關電路具有結構簡單、回路損耗小且變壓器一次側電壓占空比不易丟失等優(yōu)點。因此在設計新一代鐵路客車用DC／DC電源時，采用ZVZCS(零電壓零電流開關)PWM變換電路作為其主拓撲。

1 主電路原理

圖1示出滯后臂串聯(lián)二極管的ZVZCS PWM變換器電路拓撲圖。

ZVZCS PWM變換器基本工作過程分為6種模式如圖2所示。圖中V1~V4為開關管Q1～Q4 的驅動電壓，ip為變壓器一次側電流，vcb為隔直電容Cb上的電壓。

2 主電路參數(shù)計算與關鍵器件選型分析

2．1 主要參數(shù)

新型鐵路客車DC／DC電源的技術要求如下：

輸入標稱電壓:DC 600V

輸入過壓／欠壓保護值:DC 700 V／DC 450 V

輸出電壓:DC(120±5)v

輸出限流保護值:70A

輸出電壓紋波峰一峰值:<2V

開關頻率:18 kHz

額定輸出功率:8 kW

本文設計的DC／DC電源以ZVZCS PWM變換電路為主電路，而高頻隔離變壓器的變比與漏感是ZVZCS電路中2個重要的參數(shù)。DC／DC電源直流母線最低時，輸出電壓最大，超前橋臂和滯后橋臂T作在二次側，占空比取最大值。式 (1)和式(2)分別示出輸出電壓(Vo+△V )和變壓器變比(n)的計算公式。經(jīng)計算可知，該電路高頻隔離變壓器，n=3：1：1。取變比為一、二次側匝比(Np:Ns1:Ns2)=18：6：6，其中Np為一次側匝數(shù)，Ns1。和Ns2為二次側匝數(shù))，即能滿足電路輸出要求。

在ZVZCS電路中，高頻隔離變壓器漏感(Llk)決定了滯后橋臂相對于超前橋臂關斷的最短延遲時間(式(3))。為了使滯后臂電流開通更接近ZCS，Llk． 在允許范圍內應盡可能取大值。

2．2 關鍵器件選型

2．2．1 諧振電容

該DC／DC電源開關器件選用英飛凌1 200 V／100 A規(guī)格雙管IGBT模塊。根據(jù)產(chǎn)品手冊可知，其拖尾時間Ttail=400 ns，考慮留有一定裕量，Q1和Q3 間的最短死區(qū)時間取3Ttail。 諧振電容容量計算如下：

考慮電流和ESR(等效串聯(lián)電阻)因素，諧振電容可以采用2個1 200 V／10 nF規(guī)格薄膜電容器并聯(lián)。

2．2．2 隔直電容

采用隔直電容在一定程度上可防止高頻變壓器偏磁，但會產(chǎn)生一定的壓降和功率損耗，所以需計算其容量大小，以提高變換器效率，優(yōu)化設計。

一次側電流ip流過隔直電容，對其進行充放電。考慮紋波的影響，隔直電容的峰值電壓為最高輸入電壓的15％，即Vcbp=0.15Vinmax，因ip=io／n，則有：

根據(jù)計算可知，Cb=2．53μF。考慮電流因素的影響，可選用3個1 200 V／1μF規(guī)格薄膜電容器并聯(lián)。

2．2．3 輸出LC濾波器

DC／DC電源逆變環(huán)節(jié)輸出方波電壓，其諧波成分較高。為使整流后輸出電壓紋波峰一峰值不超標，輸出需經(jīng)LC濾波處理。

確定輸出濾波電感參數(shù)后，所對應的電感電流波動值亦可確定 住高頻濾波電路中，電容的容量主要受ESR影響。對于鋁電解電容器，ESR與容量之間的近似關系 如式(8)所示。在高頻狀態(tài)下，鋁電解電容器的容量會變得很小，為充分濾除電感的波動電流，工程選型時，電容器的容量將數(shù)倍于理論計算值。

2．3 l GBT熱計算

所選用的IGBT模塊由2個IGBT(含寄生續(xù)流二極管)組成。IGBT損耗包括開關損耗和導通損耗。由于4個開關管分別實現(xiàn)了ZVZCS，IGBT開關損耗可以近似忽略，因此單個IGBT元件的平均損耗為：

超前橋臂使用一個IGBT模塊(Q1，和Q3 )，m于其寄生續(xù)流二極管實現(xiàn)了自然關斷，因此可忽略二極管恢復損耗；滯后橋臂使用另一個IGBT模塊(Q2和Q4 )，由于阻斷二極管(D2，和D4 )的存在，其寄生續(xù)流二極管-一直處于截止狀態(tài)，故2個IGBT模塊的總損耗為：

2．3．2 IGBT模塊溫度計算

超前橋臂IGBT模塊的最高T作結溫為：

選擇功率器件時應滿足熱計算要求。實際T作中，受IGBT拖尾電流和諧振電容ESR的影響，超前臂不能完全實現(xiàn)軟關斷；同時由于變壓器漏感、隔直電容和輸入電壓源三者構成了一個二階零狀態(tài)響應電路，滯后臂開通時的電流也將稍大于零。因此，IGBT實際散熱將稍大于上述理論計算結果。

3 仿真分析

對所設計DC／DC電源的主電路參數(shù)進行Simulink建模仿真分析（圖3)，采用離散ode23tb(stif／TR．BDF2)算法，步長設為100 ns。

3．1 軟開關特性仿真

超前臂IGBT開通時，依靠并聯(lián)諧振電容器使開關管兩端電壓保持為零，從而實現(xiàn)ZVS開通。圖4示出超前橋臂零電壓(ZVS)驅動電壓VGE和輸出電壓VCE的仿真波形。可以看出，超前臂IGBT實現(xiàn)了ZVS開關。

圖5示出滯后橋臂IGBT輸出電壓VGE和輸出電流IC的波形。可以看出，滯后臂開關管很好地實現(xiàn)了零電流關斷(ZCS)o以圖2中Q4為例進行分析，當Q3，和Q4 同時導通后Cb電壓加到了變壓器漏感Llk上，使IGBT上電流逐漸減小為零，同時由于阻斷二極管D4的存在，使開關管電流不能反向而保持為零；由于Llk的存在，IGBT開通時開關管電流也將保持在零位。

3．2 輸出特性仿真

圖7示出濾波電感電流ilf濾波電容電流icf及電路輸出電流io。波形。可以看出，電路輸出電流的波動值小于0．4A，電流紋波系數(shù)不超過0．5％。

圖8示出輸出電壓uo。的波形。滿載運行時，DC／DC電源輸出電壓穩(wěn)定在DC 120 V，電壓紋波峰．峰值不超過1 V，電壓紋波系數(shù)不超過0．5％，遠小于鐵標要求(5％）。

4 實驗

根據(jù)理論分析和仿真結果，并結合鐵路客車DC／DC電源的技術要求，研制了一 臺工程樣機。

4．1 樣機軟開關特性

圖9(a)示出樣機電路超前橋臂軟開關波形，IGBT開關驅動瞬間，其CE極間電壓(VCE)為零，超前臂IGBT實現(xiàn)了ZVS開關。圖9(b)示出樣機電路滯后橋臂的軟開關波形，圖中變壓器一次側電流i 波形(對稱交流波形)與滯后橋臂IGBT的VCE波形的零點已重疊。二者對比可知，在開關時刻，流經(jīng)滯后臂IGBT的電流為零，可見滯后橋臂實現(xiàn)了ZCS開關。

將實驗波形與仿真結果進行對比，發(fā)現(xiàn)二者基本一致，驗證了理論分析的正確性。

4． 2 樣機工作效率

圖10示出樣機工作效率曲線。DC 600 V額定電壓輸入、帶不同負載工作時的效率曲線如圖10(a)所示；滿負載、不同輸入電壓時的效率曲線如圖10(b)所示。可以看出，額定電壓輸入、帶滿負載時，工作效率大約為93％。

5 結語

本文利用一種滯后臂串聯(lián)二極管的ZVZCS電路對鐵路客車DC／DC電源拓撲進行設計及分析，計算了主電路的主要參數(shù)，并通過仿真和樣機實驗對理論分析結果進行驗證。結果表明，所設計的電路各項指標良好．能夠實現(xiàn)零電壓零電流開關，完全能夠滿足新一代鐵路客車DC／DC電源的要求，為同類產(chǎn)品的設計提供了實踐依據(jù)。