開關(guān)電源的設(shè)計(jì)是一份非常耗時(shí)費(fèi)力的苦差事，需要不斷地修正多個(gè)設(shè)計(jì)變量，直到性能達(dá)到設(shè)計(jì)目標(biāo)為止。本文step-by-step 介紹反激變換器的設(shè)計(jì)步驟，并以一個(gè)6.5W 隔離雙路輸出的反激變換器設(shè)計(jì)為例，主控芯片采用NCP1015。

1.Step1：初始化系統(tǒng)參數(shù) ------輸入電壓范圍：Vinmin_AC 及Vinmax_AC ------電網(wǎng)頻率：fline（國(guó)內(nèi)為50Hz） ------輸出功率：（等于各路輸出功率之和） ------初步估計(jì)變換器效率：η（低壓輸出時(shí)，η取0.7～0.75，高壓輸出時(shí)，η取0.8～0.85）根據(jù)預(yù)估效率，估算輸入功率：

3. Step3：確定最大占空比Dmax 反激變換器有兩種運(yùn)行模式：電感電流連續(xù)模式（CCM）和電感電流斷續(xù)模式（DCM）。兩種模式各有優(yōu)缺點(diǎn)，相對(duì)而言，DCM 模式具有更好的開關(guān)特性，次級(jí)整流二極管零電流關(guān)斷，因此不存在CCM 模式的二極管反向恢復(fù)的問題。此外，同功率等級(jí)下，由于DCM模式的變壓器比CCM 模式存儲(chǔ)的能量少，故DCM 模式的變壓器尺寸更小。但是，相比較CCM 模式而言，DCM 模式使得初級(jí)電流的RMS 增大，這將會(huì)增大MOS 管的導(dǎo)通損耗，同時(shí)會(huì)增加次級(jí)輸出電容的電流應(yīng)力。因此，CCM 模式常被推薦使用在低壓大電流輸出的場(chǎng)合，DCM 模式常被推薦使用在高壓 小電流輸出的場(chǎng)合。

圖4 反激變換器

對(duì)CCM 模式反激變換器而言，輸入到輸出的電壓增益僅僅由占空比決定。而DCM 模式反激變換器，輸入到輸出的電壓增益是由占空比和負(fù)載條件同時(shí)決定的，這使得DCM 模式的電路設(shè)計(jì)變得更復(fù)雜。但是，如果我們?cè)贒CM 模式與CCM 模式的臨界處（BCM 模式）、輸入電壓最低（Vinmin_DC）、滿載條件下，設(shè)計(jì)DCM 模式反激變換器，就可以使問題變得簡(jiǎn)單化。于是，無(wú)論反激變換器工作于CCM 模式，還是DCM 模式，我們都可以按照CCM模式進(jìn)行設(shè)計(jì)。 如圖 4（b）所示，MOS 管關(guān)斷時(shí)，輸入電壓Vin 與次級(jí)反射電壓nVo 共同疊加在MOS的DS 兩端。最大占空比Dmax 確定后，反射電壓Vor（即nVo）、次級(jí)整流二極管承受的最大電壓VD 以及MOS 管承受的最大電壓Vdsmax，可由下式得到：

圖9 RCD 鉗位吸收

CClamp 由下式?jīng)Q定，其中Vripple 一般取Vclamp 的5%～10%是比較合理的：

3 仿真驗(yàn)證計(jì)算機(jī)仿真不僅可以取代系統(tǒng)的許多繁瑣的人工分析，減輕勞動(dòng)強(qiáng)度，避免因?yàn)榻馕龇ㄔ诮铺幚碇袔?lái)的較大誤差，還可以與實(shí)物調(diào)試相互補(bǔ)充，最大限度的降低設(shè)計(jì)成本，縮短開發(fā)周期。 本例采用經(jīng)典的電流型控制器UC3843（與NCP1015 控制原理類似），搭建反激變換器。其中，變壓器和環(huán)路補(bǔ)償參數(shù)均采用上文的范例給出的計(jì)算參數(shù)。 仿真測(cè)試條件：低壓輸入（90VAC，雙路滿載） 1.原理圖

圖17 仿真原理圖

2. 瞬態(tài)信號(hào)時(shí)域分析

4 PCB 設(shè)計(jì)指導(dǎo)1. PCB layout—大電流環(huán)路 大電流環(huán)路包圍的面積應(yīng)極可能小，走線要寬。

5. PCB layout—實(shí)例

6、總結(jié)本文詳細(xì)介紹了反激變換器的設(shè)計(jì)步驟，以及PCB 設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)當(dāng)注意的事項(xiàng)，并采用軟件仿真的方式驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的合理性。同時(shí)，在附錄部分，分別給出了峰值電流模式反激在CCM 模式和DCM 模式工作條件下的功率級(jí)傳遞函數(shù)。附錄：峰值電流模式功率級(jí)小信號(hào)對(duì)CCM 模式反激，其控制到輸出的傳函為：