1 引 言

近年來，以電池作為電源的便攜式電子產品得到廣泛使用，迫切要求采用低電壓的模擬電路芯片來降低功耗。在低壓供電條件下， 為了提高運放的信噪比、輸入共模電壓范圍及信號動態輸出幅度， 最好是能做到軌對軌。放大器的輸出較容易實現軌對軌， 但在輸入端實現軌對軌是比較復雜的， 原則上只能是折疊式共源共柵結構才能使輸入端包含電源電壓的軌， 這種技術是實現所有軌對軌輸入放大器的基礎。

輸入級采用電流控制的三倍電流鏡法， 輸出級采用浮動電流源控制的前饋甲乙類輸出級， 該電路結構可以克服直接將軌對軌輸入級、求和電路、甲乙類輸出級相連的缺點， 提高了運放的增益， 使輸出管的靜態電流不隨電源電壓及輸入共模電壓的變化而變化， 同時也降低了電路的功耗， 節省了芯片面積。

2 恒跨導Rail- to- Rail輸入級

輸入級等效跨導的不恒定不僅會降低運放的共模抑制比， 同時也會造成嚴重的失真， 而且還會給后面的頻率補償帶來困難， 一個理想的頻率補償要求輸入級的跨導是恒定的。因而輸入級設計的關鍵也就是要使得輸入級的跨導在整個輸入共模電壓范圍內都保持恒定。顯然MOS互補差分對管不能滿足要求。如圖1， 這是一種采用電流控制恒跨導的結構， 電路恒定跨導控制部分是由兩個電流開關管M7、M8， 兩個電流鏡M5- M6、M9- M10組成。

每個電流鏡的電流比例關系是1：3。當輸入共模電壓比較低時， 只有PMOS輸入對管工作， 電流開關管M 7打開， M 8關閉， NMOS 輸入對管偏置電流In流經開關管M7通過M9、M10電流鏡放大三倍后與Ip 一起注入PMOS對管， 假設Ip = In = I， 則此時電路跨導等于2√β I; 當輸入共模電壓比較高時， 只有NMOS輸入對管工作， 電流開關管M8 打開， M7關閉。Ip 經電流鏡放大三倍后與In 一同抽取NMOS對管的電流， 此時電路跨導仍然等于2√β I; 當輸入共模電壓在中間時， NMOS輸入對管和PMOS輸入對管都工作。兩個電流開關管都關閉， 此時電路跨導仍然等于2√β I。通過電流開關的控制及電流鏡已基本做到在輸入共模電壓軌對軌的情況下輸入級的等效跨導保持恒定。但這種恒定發生在輸入共模電壓接近電源正軌與電源負軌以及在二者中間，NMOS完全導通或者PMOS完全導通又或者NMOS與PMOS 同時導通的情況下。但是在兩個“過渡區”， 由于流過NMOS 輸入對管或PMOS 輸入對管的電流小于各自恒流源提供的偏置電流， 開關管打開， 并將恒流源提供的偏置電流與流過NMOS 輸入對管或PMOS輸入對管的電流之差通過電流鏡放大三倍后注入到另外兩個輸入對管， 造成流過NMOS輸入對管與PMOS輸入對管的電流之和增大， 使電路等效跨導增大， 增大幅度一般為恒定跨導區域的15%。此外該電路要求NMOS管與PMOS管的β相等， 即μnCox (W /L) n =μp Cox (W /L) p， 因此要求(W /L) n / (W /L) p =μp /μn。NMOS管與PMOS管的尺寸應當精確匹配， 但由于工藝以及溫度的影響， μp /μn的比值并不是恒定的， 這又會對電路的跨導引入一些誤差。并且由于NMOS與PMOS的失調電壓不同使電路在整個輸入共模電壓范圍內的失調電壓是不同的。但是相比于開關電流方式、冗余差分對法、恒定電壓方式、動態電平移位法等電路結構， 該電路電流并沒有?浪費#的情況， 降低了運放的功耗， 并且此種電路結構原理簡單， 容易實現。

圖1 恒跨導Rail- to-Rail輸入級。

3 電流求和電路

電流求和電路與輸入級的輸入管構成折疊式共源共柵結構， 這種技術是實現所有軌對軌輸入放大器的基礎。

如圖2， 電路中的右半部分為電流求和電路， 電流相加電路把兩對差分對的輸出信號相加， 并且進行雙端至單端的轉換。由于折疊共源共柵結構具有輸出電阻大、增益大的特性， 電流相加電路同時相當于中間增益級。其中M5 - M8 組成低壓共源共柵電流鏡實現雙端到單端的轉換， M7- M10與前端的差分輸入對構成折疊共源共柵結構。此電流求和電路應當注意連接的極性， 其工作原理如下:

圖2 電流求和電路。

當Vin + 增大△V， Vin - 減小△V 時， I1 增大△I， I2減小△I， I3 減小△I， I4 增大△I。

因為I1 增大△I， 所以I9 減小△I， I7 = I9， 所以I7也減小△I; 因為I3 減小△I， I5 = I3 + I7， I7 減小△I， 所以I5 減小2△I; 由于電流的鏡像， I5 = I6， 所以I6 也減小2△I; 因為I2 減小 △I， 所以I10增大△I; 因為I6 =I4 + I8， I6 減小2△I， I4 增大△I， 所以I8 減小3△I; 因為Iout = I8 - I10， I8 減小3△I， I10增大△I， 所以Iout減小4△I， 實現了電流求和。

4 Rail- to- Rail輸出級

甲乙類輸出級可以通過跨導線性電路來偏置，如圖3 為MOS 管耦合前饋甲乙類輸出級。其中M 1- M4為一個跨導線性電路， M5- M8 為一個跨導線性電路， 它們設置了輸出管的靜態電流， 其中M 2- M4為輸出管M1提供偏置， M6- M8為輸出管M 2提供偏置， M4、M8構成浮動的電壓源， 此電路結構可以實現甲乙類輸出。

圖3 MOS管耦合前饋甲乙類輸出級。

Iin1和Iin2是同相的交流小信號， 當Iin1 = Iin2 > 0，節點A 和B 電壓升高， M5導通， M l截止; 當Iin l =Iin2 < 0， 節點A 和B 電壓降低， M l導通， M5 截止。

設M2、M3、M4 的尺寸為(W /L ) p， M l的尺寸為a(W /L) p， M6、M7、M8的尺寸為(W /L) n， M5 的尺寸為a(W /L) n，βn =μn Cox (W /L) n，βp =μpCox (W /L) p， 并且所有的MOS管都工作在飽和區。由電路知:

若0. 5IB2= 0. 5 IB3 = IB1= IB4 = IB， 靜態時:

ID 4 = ID8 = IB， Ipu ll = Ipu sh = Iq = aIB; 在工作狀態時:

ID 4≠ ID8， Ipu ll≠Ipush。由式( 3)、( 5)及ID 4 + ID8 = 2 IB可以得出：

可以看出， 當推或拉電流的其中一個是靜態電流的4倍時， 另外一個僅有靜態電流的0. 34倍。

相對于簡單的把軌對軌輸入級、求和電路， 甲乙類輸出級相連， 如圖4所示的浮動電流源控制的前饋甲乙類輸出級有更多的優點: 首先輸入級通過求和電路如果與甲乙類輸出級直接級連， 會造成運放增益的降低， 因為輸出級中兩個控制管的偏置電流與求和電路中的共源共柵器件并聯， 因此浮動電流源控制的前饋甲乙類輸出級對此問題進行了改進， 它將輸出級中兩個控制管的偏置電流由求和電路直接提供， 這樣不僅消除了運放增益下降的缺點，而且減少了兩條支路， 降低了整個電路的功耗， 同時也節省了芯片面積; 此外， 對于普通的前饋甲乙類控制輸出級結構中提到的輸出管的靜態電流隨電源電壓的變化而變化的缺點， 該電路也很好的解決了此問題。注意到圖中與控制甲乙類輸出的晶體管的浮動電壓源M4、M8結構相同的兩個管子M13、M14，這兩個管子構成了浮動電流源， 同樣， M9、M13、M2、M3組成了一個跨導線性環路， M16、M14、M6、M7組成了一個跨導線性環路。

圖4 浮動電流源控制的前饋甲乙類輸出級。

由于該結構與控制甲乙類輸出的晶體管組成的浮動電壓源結構相同， 因此二者對于電源電壓的依賴是相同的， 所以消除了輸出管的靜態電流隨著電源電壓的變化而變化的缺點。而且注意到浮動電流源還有另外一個優點， 對于直接將控制甲乙類輸出的浮動電壓源?鑲嵌#到求和電路中， 而沒有浮動電流源的電路結構， 隨著輸入共模電壓的變化， 求和電路中每條支路的電流也是變化的。由于控制甲乙類輸出的浮動電壓源的偏置電流就是求和電路中一條支路的電流， 由上面的分析， 可知該電流的大小影響輸出管靜態電流， 因此輸入共模電壓的變化將造成輸出管靜態電流的變化。相比之下， 對于浮動電流源控制的前饋甲乙類輸出級， 由于流過浮動電流源的電流是恒定的， 輸入共模電壓變化引起的電流變化會通過調節M9、M10、M16、M18 管的柵壓調節其電流， 由于浮動電壓源的偏置電流恒定， 所以輸出管的靜態電流是恒定的。

5 運放總體結構與仿真結果

所設計的運放整體電路如圖5所示。

圖5 運放整體電路圖。

用Spectre仿真器對該運放的各種性能參數進行了仿真。仿真表明在整體輸出上能跟隨輸入， 輸入共模電壓達到軌對軌， 僅在輸入信號接近電源兩軌時， 輸出與輸入間有誤差， 其最大誤差約為15mV。該運放直流開環增益為99dB， 單位增益帶寬為3. 2MH z(負載電容10pF) ， 相位裕度59° 。此外通過仿真得到的該運放其他性能參數如表1所示。

表1 運放性能參數表

6 結束語

在比較詳細地分析了恒跨導軌對軌輸入級、電流求和電路、軌對軌輸出級電路的基礎上完成了一種結構簡單、功耗低、工藝上容易實現的恒跨導軌對軌運放的設計， 其可以廣泛地應用于個人通信設備、TFTLCD的電壓參考緩沖器、無線局域網設備、各種PDA產品、便攜式電氣產品等低功耗應用的諸多場合。