在通信和雷達系統中， 功率放大器是極其重要的組成部分， 隨著軍用， 民用系統的迅猛發展， 對功率放大器的研制也提出了更高的要求。脈沖功率放大器廣泛用于脈沖雷達、相控陣雷達、遙測等各種領域。作為其關鍵元件， 其設計、生產、調試、測試都是關鍵技術。

本文考慮到上述因素， 按照系統指標要求， 設計實現了一種擁有200W 輸出的功率的脈沖功率放大器。系統采用三級放大級聯結構， 第一級采用擁有較高增益的低功耗驅動放大器， 第二級采用增益和功率都適中的功率放大器， 末級采用平衡式結構實現較大的輸出功率。

1 系統設計方案

功率放大器設計指標: 頻帶2. 3 GHz- 2. 4 GH z，增益47 1. 5 dB， 脈沖寬度8 ??s、占空比1% ， 脈沖輸出功率200W， 回波損耗15 dB， 28 V供電電壓。

系統選用三級放大模式， 電路結構圖如下。按照

進行網絡匹配， 在保證回波損耗達到指標要求的情況下， 盡量使用最大增益法設計， 即源和負載均與二端口網絡共軛匹配。

圖1 系統電路結構圖

根據指標要求， 輸出脈沖功率為200 W ( 約53 dBm) ， 系統增益為47 dB， 所以要求第一級放大器能夠承受至少功率為6 dBm 的輸入信號; 第二級需要選用增益與輸出功率都適中的功率放大器; 末級放大器的輸出端要承受53 dBm 的輸出功率， 為了保證電路的正常工作， 實際的最大輸出功率要比指標要求功率大。

1. 1 各級功率放大器的選取

本系統第一級選取擁有較高增益的低功耗驅動放大器HMC414。該放大器在頻段上的增益接近20 dB， 最高的輸出功率為30 dBm， 可承受10 dBm的輸入功率。該放大器外圍電路結構簡單， 需5 V的供電電壓， 電流為300 mA， 有較好的回波損耗， 效率為32% 。如圖2 所示， V 為5 V 的直流電壓， 由28 V 電壓經過分壓和穩壓器后得到。V cc為5 V，R 為電位器， 根據元件的參數要求， 需要通過調節電位器來保證兩個輸入端的電壓為3. 6 V 左右。電感L 為18 nH， 作為高頻扼流。電容C1 作用為隔直，C 2 C6 去除噪聲和干擾。TL1 ~ TL3 為50歐姆特征阻抗的微帶線。經過調節， 第一級放大電路的實際增益約為18 dB， 輸出功率約為24 dBm。

圖2 第一級功放電路圖

第二級功率放大器需要承受功率約為24 dBm的輸入信號， 并具備比較高的增益和輸出功率。本系統選取MRF6S23100功率放大器。該放大器為AB 類， 在頻段上的增益接約15 dB， 最高的輸出功率為50 dBm，標準工作狀態下需28 V的供電電壓， 電流為1 000mA，Vgs = 2. 8V， 效率為23. 5%。電路如圖2所示， 漏極為28 V 的供電電壓， 由電壓轉換器和電位器得到2. 8 V柵極電壓， R1 為10 、1 /8W的片狀電阻， 用來控制電流，保護電路。實際電路中在漏極多設置了一個電感用做高頻扼流。輸入和輸出線路上的電容C1 和C7 起隔直作用， 其他電容( ??F級)去除噪聲干擾。參數匹配通過微帶線完成， 使增益和回波達到指標要求。實際電路的第二級輸出功率為39 dBm。

圖3 第二級功放電路圖。

系統輸出脈沖功率為200W， 但為了保證第三級功放擁有良好的線性度、溫度穩定性、可靠性使用， 其輸出功率一般保持在最大功率的三分之一到二分之一左右。因此， 末級功放采用平衡式結構以滿足要求， 使電路最高輸出功率在300W 以上。本系統選取MRF6P23190作為末級功放。該放大器為AB類， 在頻段上的增益接約14 dB， 最高的輸出功率為190W， 標準工作狀態下需28 V 的供電電壓， 電流為1 900mA， Vgs = 2. 8 V， 三階交調為37. 5 dBc， 效率為23. 5%。圖4 為單路的末級功放電路圖，MRF6P23190本身由是兩個放大器合成而來， 供電電壓為28 V， 由電壓轉換器和電位器得到2. 8 V柵極電壓。R1、R 2 為240 、1/4W 的片狀電阻， 用來控制電流， 保護電路。為實際電路中在漏極設置電感用做高頻扼流。輸入和輸出線路上的電容C 1 ~ C4 起隔直作用， 其他電容( uF級)去除噪聲干擾。回波和增益的參數匹配， 功率的合成都通過微帶線完成。

圖4 末級功放電路( 單路)。

1. 2 平衡式放大電路原理

如圖5所示， 平衡式放大電路由兩個相同的3 dB電橋和兩個相同的放大管組成， Z0 為50 的電阻。根據3 dB電橋的傳輸特性， 在1端口輸入射頻信號經過3 dB電橋后， 被平均分配到放大管T1 和T2 的輸入端口， 其中2端口的射頻信號超前3段端口!/2。由于兩個放大電路的特性完全一致， 那么放大管T1 和T2 反射的射頻信號的幅度將相同， 反射信號經進入3 dB電橋。

由于2端口的射頻信號超前3端口!/2， 按照3 dB 電橋的特性， 合成功率在4端口被電阻Z0吸收， 而在1端口沒有輸出。因此， 即使兩個放大電路在輸入端產生很大的反射， 在平衡放大電路的射頻輸入端也不會有射頻信號的反射， 實現了很低的輸入駐波系數。同理，經過放大電路后的輸出信號會在放大電路的輸出端口功率合成， 而反射信號則被Z0 吸收， 可以大幅度的降低放大電路的輸出駐波系數。

圖5 平衡式放大器結構原理圖。

平衡式放大電路比單端放大器具有更好的穩定性和可靠性， 一旦一路壞掉以后， 放大器仍能工作， 只不過功率增益減小約6 dB。此外， 平衡放大電路容易實現級聯工作， 由于其輸入和輸出具有很低的駐波系數，所以便于前級電路和后級電路的獨立設計[ 6- 7] 。

本系統的末級輸入信號功率約為39 dBm， 經過3 dB電橋后分成兩路36 dBm 的信號分別進入兩路放大器中， 輸出功率約為50 dBm的兩路輸出信號，經3 dB電橋后合成為53 dBm 的輸出信號。每路放大器承受100W 左右的輸出功率， 可以保證系統的可靠性， 穩定性， 并延長了放大器的使用壽命。此系統中， 在末級輸出端的3 dB電橋所接的負載要能夠承受較大的功率。

2 測試結果

根據上述理論和實際要求， 我們設計并繪制了PCB 版圖， 如圖6， 1為第一級功放HMC414， 2 為第二級功放MRF6S23100， 3為平衡式結構的末級功放MRF6P23190。版圖采用雙層布線， 將射頻線和直流電源線分開， 并在在每級放大器之間設有隔離帶， 以降低干擾。

圖6 PCB版圖。

根據PCB 版圖， 我們制作了實際電路板， 如圖7所示， 板材型號為TLK 8， 介電常數為2. 55， 介質厚度為0. 76 mm。其輸入輸出接頭為SMA 連接器。

如圖， 1為第一級功放HMC414，2為第二級功放MRF6S23100，3為平衡式結構的末級功放MRF6P23190。

圖7 電路實物圖。

封裝好的系統如圖8 所示， 由于放大器散熱量較大， 下面需要安置散熱片。

圖8 封裝后的實物圖。

使用安捷倫公司的E5071B 型號網絡測試儀測試系統的增益和輸入回波損耗。由于系統功率較大， 為保護測試儀器， 需要在系統輸出端增加一個30 dB的衰減器， 原理圖如圖9所示。

圖9 測試原理圖。

如圖10所示， 箭頭1和2分表示頻段起始和終止點， 儀器顯示放大器在指定頻段內的增益為16. 5 dB ~ 18. 5 dB， 加上之前的30 dB 的衰減， 放大器在指定頻段內的增益為46. 5 dB ~ 48. 5 dB， 滿足指標要求。

圖10 系統增益測試結果。

如圖11所示， 箭頭1和2分表示頻段起始和終止點， 儀器顯示放大器在指定頻段內輸入回波損耗為- 14. 5 dB ~ 20 dB， 滿足指標要求。

圖11 系統輸入回波測試結果。

使用ROHDE&SCHWARZ功率計測量系統的輸出脈沖功率， 原理圖如圖12所示。

圖12 測試原理圖。

如圖13和圖14所示， 放大器在輸入脈沖信號功率為6 dBm 的時候， 輸出功率約為200W， 符合指標要求。由于帶寬窄， 在指定頻段內輸出功率變大不大。

圖13 輸入功率。

圖14 輸出功率。

3 結論

本文給出了可用于民用無線通信的200W平衡式脈沖功率放大器， 對系統的原理和方案設計進行了詳細的介紹， 充分考慮到高功率， 高增益等主要技術指標要求， 測試證明系統滿足指標要求。系統的參數存在改進的空間， 比如由于條件限制， 第二級功率放大器本身可承受的輸出功率遠大于實際電路中的輸出功率，此處可以選擇功率較小的放大器來提高對其的利用率， 同時也減小了散熱。三級放大器之間的匹配電路也可以有進一步優化的空間， 以此來滿足更高指標要求的系統。今后會在以上兩個方向做深層次的研究。